基于分時一相位控制串聯(lián)諧振逆變器的研究

基于分時一相位控制串聯(lián)諧振逆變器的研究

0 引 言
??? 感應(yīng)加熱電源利用電磁感應(yīng)原理，通過感應(yīng)線圈在被加熱的工件中產(chǎn)生渦流，對工件進(jìn)行加熱。感應(yīng)加熱具有加熱速度快，加熱效率高，溫度易于控制，容易實(shí)現(xiàn)自動化等諸多優(yōu)點(diǎn)，因而在現(xiàn)代工業(yè)生產(chǎn)中得到越來越廣泛的應(yīng)用，感應(yīng)加熱技術(shù)也日趨成熟。針對IGBT開關(guān)損耗小，通斷速度快，工作頻率較高，元件容量大且其成本逐漸降低等優(yōu)點(diǎn)，選用IGBT作為功率開關(guān)管。但是IGBT的開關(guān)損耗，尤其是拖尾電流在高頻開關(guān)工作狀態(tài)下引起的關(guān)斷損耗很大，限制工作頻率的提高。目前IGBT的開關(guān)頻率在零電流開關(guān)(ZCS)狀態(tài)下可工作于100 kHz頻率。采用倍頻方式逆變器輸出頻率可提高2倍，但需要額外的諧振電路，并且頻率的提高有限，器件的換流條件也較差，采用IGBT并聯(lián)分時的控制方法可以提高逆變器的開關(guān)頻率。
??? 感應(yīng)加熱電源的調(diào)功方法可分為兩類：逆變調(diào)功和直流調(diào)功。逆變調(diào)功的方法目前主要有：脈沖頻率調(diào)制法(PFM)、脈沖密度調(diào)制法(PDM)、脈沖寬度調(diào)制法(PWM)、脈沖均勻調(diào)制(PSM)等。直流調(diào)功通常采用直流斬波或相控整流來改變逆變器的輸入直流電壓的大小，從而將逆變器的功率調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)化為對直流電壓的調(diào)節(jié)。每種調(diào)功方式都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)。相對這些調(diào)功方式，相位調(diào)功具有控制電路和驅(qū)動脈沖簡單，穩(wěn)定工作范圍寬，響應(yīng)速度快和適應(yīng)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。
??? 這里從設(shè)備成本、體積及轉(zhuǎn)換效率的角度出發(fā)，設(shè)計(jì)了4個IGBT并聯(lián)的負(fù)載串聯(lián)諧振逆變器，采用IG-BT分時-相位復(fù)合控制的新型策略，同時實(shí)現(xiàn)逆變器四倍頻輸出和輸出功率調(diào)節(jié)，并進(jìn)行了系統(tǒng)的理論分析和電路仿真。通過仿真，驗(yàn)證了該方案的可行性。

1 電路結(jié)構(gòu)
??? 圖1給出了四倍頻逆變器的主電路結(jié)構(gòu)圖。該電源采用AC／DC／AC結(jié)構(gòu)，輸入經(jīng)三相不控整流得到脈動的直流電壓，再經(jīng)過濾波環(huán)節(jié)C0得到平滑的直流電壓，送入采用負(fù)載串聯(lián)諧振式單相全橋逆變器，在感應(yīng)線圈上產(chǎn)生高頻電壓和電流。逆變電路的每個橋臂都由4個IGBT開關(guān)器件并聯(lián)而成，CD為隔直電容；T為高頻變壓器用于負(fù)載匹配；R，L為感應(yīng)線圈等效電感和電阻；補(bǔ)償電容C組成變壓器二次側(cè)諧振槽路。

2 控制策略的分析
??? 傳統(tǒng)的逆變器工作方式是每個橋臂并聯(lián)的IGBT在每個開關(guān)周期同時工作。在散熱條件一定的情況下，為了提高輸出頻率，IGBT必須增加電流定額，而且并聯(lián)器件的均流也是一個問題，輸出頻率的提高也很有限。將逆變器每個橋臂的IGBT進(jìn)行分時控制，可避免這些缺點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)輸出頻率的提高，它的工作原理見圖2。

??? 從圖2可以看出，由Q1a～Q4a構(gòu)成第一組逆變橋，由Q1b～Q4b構(gòu)成第二組逆變橋，由Q1c～Q4c構(gòu)成第三組逆變橋，由Q1d～Q4d構(gòu)成第四組逆變橋，四組逆變橋輪流導(dǎo)通一個諧振周期。這樣，如果IGBT允許的開關(guān)頻率為f0，則電源的輸出頻率為4f0。同時，采用相位調(diào)功方式，通過調(diào)節(jié)開關(guān)管的導(dǎo)通寬度來調(diào)節(jié)輸出電流與電壓的滯后角度ψ來調(diào)節(jié)輸出功率。通過檢測負(fù)載電流過零點(diǎn)，調(diào)節(jié)開關(guān)管的導(dǎo)通時間，使它的超前電流一個角度ψ，ψ從O～90°可調(diào)，根據(jù)P=UIcosψ可知，改變ψ可實(shí)現(xiàn)調(diào)功的目的。逆變器的具體工作過程分析如圖3所示。

???設(shè)C1～C4是IGBT的CE極間結(jié)電容。初始狀態(tài)D1a,D4a導(dǎo)通，負(fù)載諧振電流i為負(fù)，并向C0反充電。其等效電路如圖3(a)所示。
??? (1)t0-t1：t0時刻，電流i反向，●1a，Q4a在零電流零電壓(ZVZCS)下導(dǎo)通，負(fù)載諧振電流i為正，其等效電路如圖3(b)所示。負(fù)載諧振電流i從a流向b，諧振負(fù)載由電源UD提供能量。
??? 列出負(fù)載回路的電壓微分方程為：
???
??? 初始條件：uC=-Ucm，i=0
??? 式中：UD為逆變器輸入電壓；R為負(fù)載回路等效電阻；L為負(fù)載等效電感；i為負(fù)載回路電流。
??? 解該微分方程得：
???
??? (2)tl一t2：t1時刻，UC=UC1，i=i1。Q1a，Q4a在零電壓(ZVS)下關(guān)斷。負(fù)載諧振電流i為正，其等效電路如圖3(c)所示。電感L和C，C1～C4共同諧振；C3，C2放電；C1，C4充電。
??? 列出負(fù)載回路的電壓微分方程為：
???
式中：Ca=C+C1。
??? 初始條件：UC=UC1，i=i1
??? 解該微分方程得：

???

當(dāng)t=t2時，UC=UC2，i=i2。C2，C3上的電壓放到零，D2a,D3a導(dǎo)通。(3)t2-t3：t2時刻，D1a，D4a在電容C1～C4的作用下零電壓導(dǎo)通，負(fù)載諧振電流i為正且向C1反充電。其等效電路如圖3(d)所示。列出負(fù)載回路的電壓微分方程為：

??? 逆變器t4～t6時刻，Q2a和Q3a動作，其工作過程類似于t1～t3。接下來后三組開關(guān)管分時工作，工作過程同第一組。通過分析可知，分時一相位復(fù)合控制方式可以方便的提高輸出頻率和調(diào)節(jié)輸出功率，提高了整機(jī)的效率。同時實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)，有效降低了開關(guān)損耗。

3 仿真及分析
??? 利用上述分時一相位復(fù)合控制策略對全橋IGBT逆變器主電路進(jìn)行Pspice仿真分析，對新型控制策略的正確性與可行性進(jìn)行了驗(yàn)證。仿真時，逆變器負(fù)載等效為變壓器一次側(cè)R，L，C諧振槽路。設(shè)逆變器動態(tài)過程仿真條件為：輸入直流電壓UD=180 V，負(fù)載等效電阻R=3．5 Ω，開關(guān)管頻率為f0=100 kHz，輸出頻率f=400 kHz，等效諧振電感L=20 μH，等效諧振電容C=0．075μF，對開關(guān)管的驅(qū)動波形和負(fù)載的電壓電流波形進(jìn)行了仿真。得出如下波形(見圖4，圖5)，其中圖4為上下橋臂IGBT的驅(qū)動仿真波形，圖5(a)和圖5(b)分別為ψ=0°和ψ＝25°時負(fù)載電壓電流的仿真波形，由于一開始啟動時電流波形不明顯，故截取后段時間的仿真波形。從圖中可以看出，仿真結(jié)果與理論分析相符合。從圖5(a)和圖5(b)波形可知，串聯(lián)諧振型逆變器的輸出負(fù)載電壓波形近似為方波，負(fù)載電流波形接近于正弦波，可知電路工作于諧振頻率附近，在此方法下逆變器能夠基本滿足較大范圍內(nèi)的功率調(diào)節(jié)。

4 結(jié) 語
??? 這里研究了一種采用時間分割和相位調(diào)功復(fù)合控制的IGBT全橋串聯(lián)型逆變器，它使采用IGBT制作高頻大容量感應(yīng)加熱電源成為可能。理論分析和計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果表明，采用這種控制方式的高頻大功率電源電路結(jié)構(gòu)簡單、控制方便，能方便地提高輸出頻率和調(diào)節(jié)輸出功率，具有很好的應(yīng)用前景。