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本文主要介紹的是關于單極性pwm的相關介紹，并著重對單極性pwm的原理圖及其應用進行了詳盡闡述。
單極性pwm原理圖分析
PWM的控制方式是對半導體開關器件進行通斷控制，使輸出得到一系列等幅脈沖，用以等效正弦波或所需要的波形，從調(diào)制脈沖的極性看，PWM又可以分為單極性PWM和雙極性PWM兩種。
單極性PWM控制電路如下圖1所示：
上圖中Ur為調(diào)制信號，Uc為載波信號。
調(diào)制信號Ur為正弦波，載波Uc在Ur的正半周為正極性的三角波，在Ur的負半周為負極性的三角波。
在Ur的正半周，V1保持通態(tài)，V2保持斷態(tài)。
當Ur》Uc時使V4導通，V3關斷，Uo=Ud；當Ur
在Ur的負半周，V1保持斷態(tài)，V2保持通態(tài)。
當UrUc時，使V3關斷，V4導通，Uo=0。 形成如下圖2所示波形：
單極性調(diào)制方式的特點是在一個開關周期內(nèi)兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓，另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻（載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周工作在高頻，從而在很大程度上減小了開關損耗，且可使兩個橋臂的功率管工作狀態(tài)均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。
針對輸出波形，相比于雙極性PWM模式，單極性PWM模式的輸出電壓中、高次諧波分量要小得多。
單極性pwm實際應用
隨著大功率半導體技術的發(fā)展，全控型電力電子器件組成的脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術在雷達天線控制系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。雷達天線控制系統(tǒng)一般采用脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術實現(xiàn)電機調(diào)速，由功率晶體管組成的H橋功率轉(zhuǎn)換電路常用于拖動伺服電機。根據(jù)在一個開關周期內(nèi)，電樞兩端所作用的電壓極性的不同分為雙極性和單極性模式PWM。
雙極性PWM功率轉(zhuǎn)換器中，同側(cè)的上、下橋臂控制信號是相反的PWM信號；而不同側(cè)之間上、下橋臂的控制信號相同。在PWM占空比為50％時，雖然電機不動，電樞兩端的瞬時電壓和瞬時電流都是交變的，交變電流的平均值為零，電動機產(chǎn)生高頻的微振，能消除摩擦死區(qū)；低速時每個功率管的驅(qū)動脈寬仍較寬，有利于保證功率管的可靠導通。但是，在工作過程中，四個功率管都處于開關狀態(tài)，開關損耗大，而且容易發(fā)生“直通臂”的情況；更嚴重的情況在于——電機電樞并非絕對的感性元件，在電機不動時，由于此時通過電樞上的交變電流，電樞的內(nèi)部電阻會消耗能量，造成了不必要的損耗，降低了功率變換器的轉(zhuǎn)換效率。
單極性PWM功率轉(zhuǎn)換器中，一側(cè)的上、下橋臂為正、負交替的脈沖波形，另外一側(cè)的上橋臂關斷而下橋臂恒通。在工作時一側(cè)的上、下橋臂總有一個始終關斷，一個始終導通，運行中無須頻繁交替導通，因而減少了開關損耗；在PWM占空比為0％時，電機停止，H橋完全關斷無電流通過，此時電機的內(nèi)部電阻不消耗能量；由于單極性比雙極性PWM功率變換器的電樞電路脈動量較少一半，故轉(zhuǎn)速波動也將減小。但是，單極性和雙極性PWM都存在可能的“直通臂”情況，應設置邏輯延時。
在進行H橋功率轉(zhuǎn)換電路設計的時候。需要解決一個基本的問題一高端門懸浮驅(qū)動。通常有如下幾種方式：第一，直接采用脈沖變壓器進行隔離及懸??；第二，采用獨立的懸浮電源；第三，動態(tài)自舉技術。前兩種方法使用時大量使用分立元件，增加了調(diào)試難度、電路的可靠性變差、印制電路板的面積相應變大。而動態(tài)自舉技術目前已被許多專用電路采用，此類產(chǎn)品集成度高、體積小巧、性能穩(wěn)定、使用單一電源即可對柵極驅(qū)動。但是此類器件在使用時，必須外接自舉二極管和自舉電容，并連接合適的充放電回路，組成一個動態(tài)自舉電路。這個動態(tài)自舉的過程必須是循環(huán)往復的，才能保證H橋高端柵極的開通和關斷。下面設計的單極性PWM電路將會解決上述問題。
1 H型單極性PWM的設計
1．1 脈沖分配電路的設計
在這里，我們首先設計了一個單極性PWM脈沖分配電路，如圖1所示。輸入信號包括一個方向信號和一個脈沖寬度調(diào)制信號，這兩個輸入信號經(jīng)過脈沖分配便產(chǎn)生單極性PWM脈沖。信號地和功率地通過高速光電耦合器隔離。調(diào)節(jié)脈沖寬度調(diào)制信號的占空比即可調(diào)節(jié)單極性PWM脈沖的占空比。這里的方向信號用來切換電動機轉(zhuǎn)動的方向，這種做法區(qū)別于雙極性PWM中的轉(zhuǎn)動方向靠PWM的占空比來決定的做法。值得注意的是圖1中的NE555電路，起到脈沖檢測的作用。當脈沖寬度調(diào)制輸入信號脈沖丟失時，此時輸出低，將低端強制拉低，整個H橋關斷。電路的仿真波形如圖3所示。
1．2 驅(qū)動和功率轉(zhuǎn)換電路設計
脈沖分配電路產(chǎn)生的單極性PWM脈沖，送入半橋驅(qū)動器放大。如圖2所示，國際整流器公司生產(chǎn)的IR2308和由IGBT組成的H橋驅(qū)動和功率轉(zhuǎn)換電路。IR2308在驅(qū)動高端柵極時，必須外接自舉二極管和自舉電容，當Vs腳通過低端IGBT和電機負載拉到地時，自舉電容由直流+18 V通過自舉二極管對電容充電；低端IGBT關斷時，電容通過IR2308的內(nèi)部推挽結(jié)構經(jīng)HO腳對高端IGBT柵極充電，使其飽和導通。IR2308內(nèi)部死區(qū)保護單元為IGBT開關延時提供了死區(qū)時間，消除了“直通臂”的現(xiàn)象。在正常工作時，由于對側(cè)低端的IGBT始終開通，故此時自舉電容可以通過電機負載對地充電，減小了因?qū)Ω叨藮艠O的充電導致的自舉電壓降的波動，可以看出這是一個動態(tài)自舉的過程。
1．3 自舉元件的計算
自舉元件參數(shù)的選擇對自舉效果存在重要影響。以下方程詳述了自舉電容提供的最小充電電荷：
其中：Qg為高端IGBT的門電荷，f為工作頻率，ICbs（leak）為自舉電容漏電流（使用瓷片電容時可忽略），Iqbs（max）為最大VBS靜態(tài)電流，Qls為每個周期的電平轉(zhuǎn)換所需要的電荷。自舉電容必須能夠提供上述電荷，并且保持滿電壓，否則可能會導致自舉電壓產(chǎn)生很大的紋波，當?shù)陀谧耘e電壓欠壓封鎖電壓時，使得高端輸出停止。因此自舉電容上的電路至少要取公式（1）計算值的兩倍才比較穩(wěn)妥。
其中：Vcc為邏輯電路部分的電壓源，Vf為自舉二極管的正向壓降，VLS為低端IGBT上的壓降，VMin為‰與Vs之間的最小電壓。自舉電容漏電流ICbs（leak）僅與自舉電容是電解時有關，如果采用其他類型的電容，則可以忽略，因此盡可能使用非電解電容。自舉二極管必須能夠承受線路中的所有電壓；在圖2的電路中，當高端IGBT導通并且大約等于母線電壓Vbus時，就會出現(xiàn)此現(xiàn)象。自舉二極管的高溫反向漏電流特性在那些需要電容來保存電荷-段延時時間的應用中是一個重要的參數(shù)。同樣，為了減小由自舉電容饋入電源的電荷，應選用超快速恢復二極管。推薦自舉二極管的特性如下：最大反向電壓：VRRM≥母線電壓Vbus；最大反向恢復時間：trr≤100 ns；正向電流：IF≥Qbsf。
2 實驗驗證
2．1 實驗方法和器件參數(shù)選取
本實驗由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM發(fā)生器產(chǎn)生頻率f=20 kHz的脈沖寬度調(diào)制信號，PWM的占空比可調(diào)范圍為0％～90％，同時使用I／O口輸出方向信號；電動機采用100 V／2 A的直流伺服電機，電樞回路總電阻Ra=8．1 Ω。
使用H橋電路驅(qū)動100 V／2 A的直流伺服電機，所以要求H橋的母線電壓Vbus是100V，流過各開關的最大電流為2 A。因此電橋使用的IGBT的集電極一發(fā)射極間電壓VCES的絕對最大額定值應該大于100 V，集電極電流IC的最大額定值在2 A以上。對于電動機這樣的感性負載，當驅(qū)動電壓突動機產(chǎn)生的反電動勢燒壞開關器件，在H橋各開關中必須接入續(xù)流二極管，用于吸收反電動勢。很多開關用IGBT在集電極和源極之間內(nèi)藏續(xù)流二極管，因此二極管的應該滿足峰值恢復電流Irr大于2 A（100 V／2 A的直流伺服電機），反向電壓UR應該大于H橋供電電壓100 V。仙童公司生產(chǎn)的IGBTFGA25N120滿足上述要求，參數(shù)裕量很大，如表1所示。將表1中相關參數(shù)帶入公式（1）得出自舉電容提供的最小充電電荷Qbs=612．5 nC，代入自舉二極管正向電流公式即可計算出自舉二極管正向電流Ip≥12．25 mA，綜合考慮上面推薦的自居二極管特性，我們選用HER207。將最小充電電荷Qbs帶入公式（2）得到最小的自舉電容值C≥113．4 nF，選用220 nF的高壓瓷片電容。
2．2 雷達天線實際應用中的效果
如圖2所示，H型雙極性PWM的電機電樞兩端平均電壓可以表示為：
UAB=τ（Vbus-2VCE（sot）），τ為占空比 （3）
當τ=0％時，此時UAB=0 V，電動機停止轉(zhuǎn)動。測得邏輯控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此結(jié)果與圖3（c）仿真邏輯一致。因為此時H橋的4個IGBT全部關斷，故此時不存在開關損耗；盡管電動機存在內(nèi)部電阻，但此時沒有電流流過H橋，電動機也不消耗能量。當τ=100％時，其結(jié)果與τ=0％時完全相同。當τ=90％時，這個時候電壓的占空比很寬，天線處于一個比較高的轉(zhuǎn)速，測得流過電機電樞平均電流Iov為1．72 A，由（3）計算出電樞兩端平均電壓UAB=86．4 V，那么電源輸入功率為：
Pout=UABIov=86．4Vx1．72 A≈148．61 W （4）
電樞回路總的銅損耗為：
Ploss=Iov2Ra=（1．72 A）2x3．91 Ω≈23．96 W （5）
此部分能量浪費在電樞內(nèi)部電阻上，轉(zhuǎn)變?yōu)闊崮?。由直流電動機穩(wěn)態(tài)運行時的基本方程式：
UAB=Ea+EovRa （6）
其中：Ea為電動機的感應電動勢式（6）兩邊同時乘以Iov：
UABIov=EaIov+Iov2Ra （7）
即：Pout=PM+Ploss （8）
故電磁功率為：
PM=Pout-Ploss=148．61 W-23．96 W=124．65 W （9）
此部分功率由電功率轉(zhuǎn)換為電磁功率，從而拖動天線，測得天線的實際轉(zhuǎn)速n=6 r／min。此時的轉(zhuǎn)換效率為：
H型雙極性PWM的電機電樞兩端的平均電壓可以表示為：
UAB=α（Vbus-2VCE（sot）-（1-α）（Vbus-2VCE（sot））=（2α-1）（Vbus-2VCE（sot）），α為占空比 （11）
當α=50％時，此時UAB=0 V，電動機停止轉(zhuǎn)動。但是此時電機電樞兩端的電流是交變通斷的，因此會消耗功率電樞內(nèi)部電阻上，同時IGBT由于每個周期的交替導通和關斷，會存在4個IGBT開關損耗。與單極性PWM占空比α=90％相對應的雙極性PWM占空比為UAB=95％，此時電樞兩端平均電壓=86．4 V。但在一個開關周期里，比單極性PWM電路要多出兩個IGBT開關損耗，同時電樞內(nèi)部電阻在整個開關周期里都消耗功率。因此可以發(fā)現(xiàn)，雙極性PWM較單極性PWM電路在拖動天線時，浪費在開關損耗和銅損上的功率更多，從而導致轉(zhuǎn)換效率的降低，也降低了天線的轉(zhuǎn)速。
結(jié)語
關于單極性pwm的介紹就到這了，希望通過本文能讓你對單極性pwm有更深的了解。
工商網(wǎng)監(jiān)
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