采用UWB技術(shù)的脈沖發(fā)生器的設(shè)計與實現(xiàn)

　　傳統(tǒng)數(shù)字通信是通過在信道中發(fā)送包含信息的模擬波形來實現(xiàn)通信的，而超寬帶(UWB)通信是通過發(fā)送和檢測極窄脈沖序列來實現(xiàn)通信。這種脈沖的脈寬只有1個多ns，有的甚至小到lns，并目.其帶寬可以達到或者超過3GHz。

　　從本質(zhì)上講，產(chǎn)生ns級寬度短脈沖的信號源是UWB技術(shù)的前提條件。單個無載波窄脈沖信號有兩個特點：是激勵信號的波形為具有陡峭前后沿的單個短脈沖，是激勵信號具有從直流到微波的很寬的頻譜。目前產(chǎn)生脈沖源的兩類方法為：1.光電方法，基本原理是利用光導開關(guān)的陡峭上升，下降沿獲得脈沖信號，是最有發(fā)展前景的一種方法。2.電子方法，基本原理是利用晶體管P N結(jié)反向加電，在雪崩狀態(tài)的導通瞬間獲得陡峭上升沿，整形后獲得極短脈沖，這是目前應(yīng)用最廠一泛的方案。受晶體管耐壓特性的限制，這種方法一般只能產(chǎn)生幾十V到上百V的脈沖，脈沖寬度可以達到lns以下。

　　階躍恢復一二極管(SRD)也是一種PN結(jié)二極管，但它在管芯設(shè)計和結(jié)構(gòu)工藝上采取了一些特殊的措施，能夠獲得電流的"階躍"，可以用來產(chǎn)生很窄的脈沖。本文就著重討論使用階躍恢復二極管產(chǎn)生窄脈沖的方法。

　　脈沖發(fā)生器的設(shè)計與實現(xiàn)

　　階躍二極管產(chǎn)生極窄脈沖的原理傳統(tǒng)窄脈沖產(chǎn)生的基本原理是通過器件所存儲能量經(jīng)由高速開關(guān)器件快速放電而得到。提高輸出脈沖性能的途徑有兩個：增加器件存儲的能量，加快器件放電速度。這兩種方法都依賴于高速開關(guān)器件，因此，高速開關(guān)器件是超寬帶脈沖信號產(chǎn)生的關(guān)鍵。

　　階躍恢復二極管是一種充分利用少子儲存效應(yīng)的器件。作為一種PN結(jié)二極管，普通整流管要求正向時管子導通，反向截至，因此少子儲存效應(yīng)對整流器件顯然是不利的。而對階躍二極管，當加上正向電壓時，大量少數(shù)載流子注入I層并儲存起來，反向時由于少子基本上被反向電場提取完畢，器件在極短的階躍時間內(nèi)關(guān)斷，關(guān)斷瞬間產(chǎn)生了電流跳變，形成一個很窄的脈沖。

　　理想的階躍恢復二極管在正向和反向偏置時，具有兩種阻抗狀態(tài)。正向：

　　相當于低阻抗短路狀態(tài);反向

　　為高阻抗狀態(tài)。簡化的脈沖串發(fā)生器電路如圖1所示。頻率為f，的激勵信號使階躍管正向?qū)?，直至二極管的儲存電荷釋放完為止，脈沖發(fā)生器的等效電路如圖2所示。此時輸出電壓維持在階躍管的接觸電勢Φ。與此同時，激勵電感L中儲存輸人信號的能量。當輸入信號電壓同階躍管的偏壓大小相等、符號相反，而儲存電荷又降為零時，階躍二極管自低阻抗狀態(tài)轉(zhuǎn)為高阻抗狀態(tài)。脈沖發(fā)生器的等效電路如圖3在R'上造成如下形式的阻尼振蕩 所示，激勵電感釋放其儲存能量，電壓：而p是阻尼振蕩角頻率

　　實際上，在負載R'上能觀察到半周期的僅僅是此阻尼振蕩波形的第一個，因為電壓超過管子的接觸電勢時，階躍二極管又重新處于低阻抗狀態(tài)，輸出電壓將維持在Φ。所以在輸入頻率為f1的連續(xù)信號作用下，脈沖發(fā)生器的輸出電壓波形將是窄脈沖串，每個脈沖之間的間隔為1/f1，脈沖根部寬度為

　　脈沖產(chǎn)生電路及分析

　　階躍恢復二極管的工作依賴于載流子的復合，在設(shè)計電路時，為了獲得高效率與高輸出功率，二極管的載流子壽命τ愈長愈好，階躍時間tst愈短愈好。τ下與tst;。是一對互相制約的參數(shù)，在選管子時應(yīng)綜合考慮，τ主要決定階躍二極管的輸入信

　　階躍時間則決定了二極管高次諧波的上限，tst越小，則高次諧波越豐富，倍頻效率越高。二極管產(chǎn)生諧波的上限頻率以階躍時間的倒數(shù)來定義，存在以下關(guān)系：

　　為避免傳輸線對脈沖發(fā)生器過載，在50Ω系統(tǒng)中，階躍管阻抗的要求為l0(Q)

　　為避免傳輸線對脈沖發(fā)生器過載，在50Ω系統(tǒng)中，階躍管阻抗的要求為l0(Q)

　　電路原理圖

　　實際的脈沖發(fā)生器電路包括階躍管、激勵電感、高頻調(diào)諧電容、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、偏置電路等，如圖4所不。

　　(4)匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

　　為了使脈沖發(fā)生器的輸入電阻與信號源內(nèi)阻(一般為50Ω)匹配，較簡便的辦法是采用變阻低通濾波器。匹配電路的簡化等效電路如圖5所示，該電路可看成是集中參數(shù)半節(jié)Г形阻抗變換器。對于這種電路，

　　(5)偏置電路設(shè)計

　　一般采用自偏置電路。自給偏置的產(chǎn)生過程簡述如下：在外加交流電壓超過二極管的接觸電位差Φ的時間間隔內(nèi)，二極管的正向電阻遠小于R，信號源通過小的正向電阻向電容c.充電;當外加交流電壓小于D值并使二極管進入反向工作區(qū)域時，二極管呈現(xiàn)很大的電阻(與R比較而言)，電容C1通過電阻R放電。如果C1R的時間常數(shù)比基波電壓的周期大得多，則放電電流可以認為是一常數(shù);于是在電阻R上就產(chǎn)生一個壓降，其值為I0R，并反向地加在二極管上。由于這一偏壓是整流電流引起的，所以隨著激勵電壓幅度的變化，偏壓隨之改變，從而可以自動調(diào)節(jié)工作點。偏壓電阻值可按下式估算：

　　c3的原理與c1一樣，但其充放電過程與C1相反。如果電路中去掉c3則電路的輸出端就沒有一個壓降，所得的脈沖就是一個高斯脈沖波形;如果電路中有C3，所得脈沖就是一個高斯脈沖的一階導數(shù)。

　　實驗結(jié)果

　　上述公式只能對元器件的值進行大概的估算，還要通過反復實踐進行修正。筆者在電路調(diào)試過程中，為了得到較窄的脈沖寬度，反復實踐修正元器件的值。利用信號發(fā)生器產(chǎn)生31MHz，24dBm的正弦波作為電路的觸發(fā)信號源，c1和cc可選用幾萬pF的大電容，偏置電容C3的容值盡可能小。自偏置電阻R為幾十Ω或幾百Ω，通過對R的微調(diào)，可以改變產(chǎn)生脈沖的重復周期。cm和ct分別為7 8 0 p F和390+45pF。LM和L分別為30nH和70nH的空心電感線圈。其中微調(diào)激勵電感L的感值對脈沖的波形影響尤為明顯。圖6是從示波器上觀察到的高斯脈沖的一階導數(shù)波形(有偏置電容c3)，脈寬1.5ns左右，Vpp為7V。

　　實踐表明，有時理論計算的數(shù)值與實際電路的數(shù)值相差頗大，其可能的原因是：管子參數(shù)的誤差及離散性較大;設(shè)計中沒有考慮寄生參量以及輸入回路與輸出回路之間的影響;大信號(特別是過激勵)的理論尚不完善。