基于NCP1031設計的以太網(wǎng)供電DC-DC轉(zhuǎn)換器技術

基于NCP1031設計的以太網(wǎng)供電DC-DC轉(zhuǎn)換器技術

本文介紹了一種采用安森美公司NCP1031系列單片高壓開關穩(wěn)壓器(帶內(nèi)部MOSFET)的以太網(wǎng)供電(PoE)解決方案。這篇應用指南詳細說明了如何構建低價高效、輸出功率達5.0到6.5W的5.0V直流電源(輸出功率取決于轉(zhuǎn)換模式-詳見下文所述的直流/直流轉(zhuǎn)換器工作原理)，其中還包含了與響應PoE檢測和分類協(xié)議相關的輸入電路。安森美公司可以根據(jù)用戶要求提供相關電路的示范PCB。

PoE背景介紹

作為IEEE802.3AF標準，如今通過以太網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸線向以太網(wǎng)通信設備饋電已經(jīng)成為現(xiàn)實，只要終端功率要求小于13W。直流電源傳輸和相關術語的詳細內(nèi)容可參考該IEEE文檔。PoE由兩個電源實體組成，即供電設備(PSE)和受電設備(PD)。PSE一般向LAN線纜提供48V標稱直流電壓，而PD是在線纜另一端的小型直流/直流轉(zhuǎn)換器，能將48V轉(zhuǎn)換成5.0Vdc或3.3Vdc之類的邏輯電平供通信電路使用。PD應該能在最大平均輸入功率12.95W時工作，并能承受36到57Vdc范圍的輸入電壓。另外還需要一種特定“協(xié)議”實現(xiàn)PD的檢測(簽名模式)以及根據(jù)最大功率電平進行的分類(分類模式)。

簽名檢測：上游PSE設備通過向PD輸入端輸送兩個在2.8到10Vdc范圍之內(nèi)的不同電壓來檢測PD。如果通過V/I斜率測得的PD阻抗大于23.7kΩ小于26.25kΩ，就認為存在PD設備。如果阻抗小于15kΩ或大于33kΩ，就認為PD不存在，也不會再進一步施加電壓。

分類模式：為了根據(jù)目標功率電平分類PD，PSE還會向PD輸送一個14.5到20.5Vdc之間的電壓。根據(jù)該電壓下PD的吸收電流決定PD的類別，詳細總結(jié)于下表。

額外的輸入特性

除了簽名和分類電路外，PD還必須包括在輸入電壓到來時將來自PSE的浪涌電流限制在400mA之內(nèi)的電路，并防止直流/直流轉(zhuǎn)換器引起的任何靜態(tài)電流或阻抗在簽名和分類過程中被忽略。

具體的簽名/分類電路

參考圖1所示原理圖，輸入簽名和分類電路是圍繞著幾個分立和低價的安森美半導體器件設計的，其中包括了TL431可編程參考電路、2N7002信號電平MOSFET、2N5550 NPN晶體管、NTD12N10 MOSFET和幾個齊納二極管及電阻電容。為了實現(xiàn)簽名檢測，24.9k電阻(R1)直接放于輸入端。要注意的是，在簽名檢測階段，輸入電壓低于10V，由U1、Q2和R4組成的恒定電流源處于關閉狀態(tài)，因為必須超過9.1V擊穿電壓才能完成這個電路的偏置。還要注意的是，作為直流/直流轉(zhuǎn)換器回路管腳中串接的輸入開關管MOSFET Q3也是關閉的，直到輸入電壓超過約27V。該電壓等于D2的擊穿電壓和Q3的柵極門限電壓之和。


圖1：PoE受電設備(PD)原理圖。

隨著電壓上升到分類電平，D1將在電壓超過約9.8V時導通，由U1、Q2和電阻R4組成的電流源被打開，并且電流由U1參考電壓(2.5V)和分類電阻R4精確地控制。

一旦分類完成并確認后，輸入電壓就可以躍升到標稱值48V。一旦這個電壓超過Q3的柵極門限和D2的擊穿電壓之和，Q3就開始導通。不過Q3不會突然導通，由于存在由R6和C2組成的RC時間常數(shù)，它會立即進入線性區(qū)工作。立即工作在線性區(qū)可以限制浪涌電流，因為Q3在這段時間內(nèi)等效于一個電阻。D3將Q3柵極的電壓鉗位在15V，當來自PSE的輸入關閉時，R5給C2提供放電路徑。MOSFET管Q1與Q3一樣也在相同電壓時導通，這樣就關閉了U1/Q2電流源，從而減少來自輸入端的額外漏電流。

直流/直流轉(zhuǎn)換器工作原理

直流/直流轉(zhuǎn)換器是利用安森美公司的單片NCP1031開關穩(wěn)壓器芯片(U2)而設計的。在最大輸出功率為5.0W時，轉(zhuǎn)換器被配置為采用普通TL431和光耦電壓反饋機制的非連續(xù)模式(DCM)回掃拓撲結(jié)構。修改變壓器設計和控制環(huán)路補償網(wǎng)絡使之工作在連續(xù)導通回掃工作模式能將輸出功率提升到6.5W(1.3A)。輸入端使用由C3、L1和C4組成的差模π型濾波器。

當6腳的欠壓端子超過2.5V時控制芯片開始啟動。由R7、R8和R9組成的電阻分壓網(wǎng)絡將芯片的欠壓和過壓電平分別設置在35V和80V。通過引腳8提供內(nèi)部啟動偏置并驅(qū)動恒流源給Vcc電容C7充電。一旦U2導通，變壓器T1的輔助線圈(引腳2，3)就通過二極管D1和電阻R11提供工作偏置。

由漏感T1引起的電壓尖峰被C5、D6和R10組成的網(wǎng)絡所鉗位。R10上的實際額定功率是T1初級到次級漏電感的函數(shù)，并且越低越好。電容C6將轉(zhuǎn)換器的開關頻率設置在約220kHz。

由于需要二級隔離，TL431(U4)作為誤差放大器與光耦(U3)一起形成了電壓檢測和反饋電路。通過將電壓檢測引腳3接地已經(jīng)使U2中的內(nèi)部誤差放大器失效了，而引腳4上的放大器輸出補償節(jié)點用來通過光耦的光阻控制脈沖寬度。檢測到的輸出電壓被R16和R17分壓成TL431的2.5V參考電平，并由C9和R15設置適合DCM工作的閉環(huán)帶寬和相位余量。如果配置成CCM回掃工作，還需要額外的元件(C14、C15和R12)來穩(wěn)定反饋環(huán)路。初級側(cè)的C8向U2提供噪聲去耦和額外的高頻滾降性能。這種實現(xiàn)方案提供的輸出調(diào)整率在線路和負載變化時均好于0.5%，閉環(huán)相位余量好于50℃。

輸出整流管D5是一個用于提高效率的3A肖特基器件，其輸出電壓要經(jīng)過由C11、L2和C12組成的π網(wǎng)絡濾波。濾波輸出的典型峰峰值噪聲和紋波在所有正常負載和線路條件下都小于100mV。C13提供額外的高頻噪聲衰減。典型的輸入到輸出效率在滿負荷條件下為75%左右(圖2)。用基于MOSFET的同步整流電路代替D5可以獲得更高的效率(安森美的應用指南AND8127詳細介紹了如何實現(xiàn)回掃拓撲結(jié)構的簡單同步整流電路)。



圖2：效率與輸出功率關系圖。

過流保護功能是由NCP1031中的內(nèi)部峰值電流限制電路提供的。在25℃環(huán)境中，當該電路配置為CCM回掃模式時，可以在過流和/或過溫限制功能啟動前提供1.3A的連續(xù)輸出電流，浪涌電流可高達1.5A。當配置為非連續(xù)模式時，電流限制在約1.0A左右，峰值電流可到1.2A。

電磁設計

非連續(xù)模式的回掃變壓器設計詳見圖3，連續(xù)模式的變壓器設計見圖4。在回掃變壓器設計中，重點是將繞組保持在單層中，并在磁芯結(jié)構的窗口長度上均勻分布，以便盡量減少漏感。在本方案中這一點可以很容易利用Ferroxcube公司的小型EF16鐵氧體磁心實現(xiàn)。

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圖3a：非連續(xù)模式回掃變壓器描述。



圖3：非連續(xù)模式回掃變壓器設計。

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圖4a： 連續(xù)模式變壓器描述。


圖4：連續(xù)模式變壓器設計。

非連續(xù)與連續(xù)模式工作

表1：以太網(wǎng)電源等級分類。

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在非連續(xù)模式回掃工作中，電感電流在MOSFET開關再次打開前降到了零。這種工作式使得輸出具有一階濾波器網(wǎng)絡特性，因此反饋環(huán)路的穩(wěn)定電路簡單，可以獲得較寬的帶寬并實現(xiàn)良好的輸出瞬態(tài)響應。但遺憾的是這種工作模式會產(chǎn)生較高的峰值開關電流，并由于存在內(nèi)部電流限制設置點和NCP1031中的熱保護電路而限制了電路的輸出功率。而在連續(xù)電流工作模式中，MOSFET可以在電感電流到零之前回到導通狀態(tài)，因此峰值開關電流較低，無需過流保護干涉就能獲得較高的輸出功率。不過這種工作模式也有代價，那就是控制環(huán)路帶寬必須做得更低，因此對負載和線路變化的瞬態(tài)響應較差。CCM工作模式會在電源拓撲響應特性中引入右半平面零點，需要用圖2所示額外的反饋元件進行補償才能獲得合適的反饋穩(wěn)定性。由于輸出整流器此時必須強制關閉整流功能，因此CCM還會產(chǎn)生較多的電磁干擾。