開關(guān)電源基于補償原理的無源共模干擾抑制技術(shù)

開關(guān)電源基于補償原理的無源共模干擾抑制技術(shù)??

摘要：介紹了一種基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)，通過抑制電源輻射來減少變換器的共模干擾。這種方法被推廣應(yīng)用于多種功率變換器拓?fù)洌碚摵蛯嶒灲Y(jié)果都表明該技術(shù)有效減少了電路的共模干擾。

關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；共模干擾；抑制技術(shù)

0??? 引言

??? 由于MOSFET及IGBT和軟開關(guān)技術(shù)在電力電子電路中的廣泛應(yīng)用，使得功率變換器的開關(guān)頻率越來越高，結(jié)構(gòu)更加緊湊，但亦帶來許多問題，如寄生元件產(chǎn)生的影響加劇，電磁輻射加劇等，所以EMI問題是目前電力電子界關(guān)注的主要問題之一。

??? 傳導(dǎo)是電力電子裝置中干擾傳播的重要途徑。差模干擾和共模干擾是主要的傳導(dǎo)干擾形態(tài)。多數(shù)情況下，功率變換器的傳導(dǎo)干擾以共模干擾為主。本文介紹了一種基于補償原理的無源共模干擾抑制技術(shù)，并成功地應(yīng)用于多種功率變換器拓?fù)渲小＠碚摵蛯嶒灲Y(jié)果都證明了，它能有效地減小電路中的高頻傳導(dǎo)共模干擾。這一方案的優(yōu)越性在于，它無需額外的控制電路和輔助電源，不依賴于電源變換器其他部分的運行情況，結(jié)構(gòu)簡單、緊湊。

1??? 補償原理

??? 共模噪聲與差模噪聲產(chǎn)生的內(nèi)部機制有所不同：差模噪聲主要由開關(guān)變換器的脈動電流引起；共模噪聲則主要由較高的dv/dt與雜散參數(shù)間相互作用而產(chǎn)生的高頻振蕩引起。如圖1所示。共模電流包含連線到接地面的位移電流，同時，由于開關(guān)器件端子上的dv/dt是最大的，所以開關(guān)器件與散熱片之間的雜散電容也將產(chǎn)生共模電流。圖2給出了這種新型共模噪聲抑制電路所依據(jù)的本質(zhì)概念。開關(guān)器件的dv/dt通過外殼和散熱片之間的寄生電容對地形成噪聲電流。抑制電路通過檢測器件的dv/dt，并把它反相，然后加到一個補償電容上面，從而形成補償電流對噪聲電流的抵消。即補償電流與噪聲電流等幅但相位相差180°，并且也流入接地層。根據(jù)基爾霍夫電流定律，這兩股電流在接地點匯流為零，于是50Ω的阻抗平衡網(wǎng)絡(luò)（LISN）電阻（接測量接收機的BNC端口）上的共模噪聲電壓被大大減弱了。

圖1??? CM及DM噪聲電流的耦合路徑示意圖

圖2??? 提出的共模噪聲消除方法

2??? 基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)在開關(guān)電源中的應(yīng)用

??? 本文以單端反激電路為例，介紹基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)在功率變換器中的應(yīng)用。圖3給出了典型單端反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并加入了新的共模噪聲抑制電路。如圖3所示，從開關(guān)器件過來的dv/dt所導(dǎo)致的寄生電流i_para注入接地層，附加抑制電路產(chǎn)生的反相噪聲補償電流i_comp也同時注入接地層。理想的狀況就是這兩股電流相加為零，從而大大減少了流向LISN電阻的共模電流。利用現(xiàn)有電路中的電源變壓器磁芯，在原繞組結(jié)構(gòu)上再增加一個附加繞組NC。由于該繞組只需流過由補償電容C_comp產(chǎn)生的反向噪聲電流，所以它的線徑相對原副方的N_P及N_S繞組顯得很?。ㄓ蓪嶋H裝置的設(shè)計考慮決定）。附加電路中的補償電容C_comp主要是用來產(chǎn)生和由寄生電容C_para引起的寄生噪聲電流反相的補償電流。C_comp的大小由C_para和繞組匝比N_P∶N_C決定。如果N_P∶N_C=1，則C_comp的電容值取得和C_para相當(dāng)；若N_P∶N_C≠1，則C_comp的取值要滿足i_comp=C_para·dv/dt。

圖3??? 帶無源共模抑制電路的隔離型反激變換器

此外，還可以通過改造諸如Buck，Half-bridge等DC/DC變換器中的電感或變壓器，從而形成無源補償電路，實現(xiàn)噪聲的抑制，如圖4，圖5所示。

圖4??? 帶有無源共模抑制電路的半橋隔離式DC/DC變換器

圖5??? 帶有無源共模抑制電路的Buck變換器

3??? 實驗及結(jié)果

??? 實驗采用了一臺5kW/50Hz艇用逆變器的單端反激輔助電源作為實驗平臺。交流調(diào)壓器的輸出經(jīng)過LISN送入整流橋，整流后的直流輸出作為反激電路的輸入。多點測得開關(guān)管集電極對實驗地（機殼）的寄生電容大約為80pF，鑒于實驗室現(xiàn)有的電容元件，取用了一個100pF，耐壓1kV的瓷片電容作為補償電容。一接地鋁板作為實驗桌面，LISN及待測反激電源的外殼均良好接地。圖6是補償繞組電壓和原方繞組電壓波形。補償繞組精確的反相重現(xiàn)了原方繞組的波形。圖7是流過補償電容的電流和開關(guān)管散熱器對地寄生電流的波形。從圖7可以看出，補償電流和寄生電流波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也較好地吻合。但是，由于開關(guān)管的金屬外殼為集電極且與散熱器相通，散熱器形狀的不規(guī)則導(dǎo)致了開關(guān)管寄生電容測量的不確定性。由圖7可見，補償電流的幅值大于實際寄生電流，說明補償電容的取值與寄生電容的逼近程度不夠好，取值略偏大。圖8給出了補償電路加入前后，流入LISN接地線的共模電流波形比較。經(jīng)過共模抑制電路的電流平衡后，共模電流的尖峰得到了很好的抑制，實驗數(shù)據(jù)表明，最大的抑制量大約有14mA左右。

圖6??? 補償繞組電壓和原方繞組電壓波形

圖7??? 補償電容電流和對地寄生電流波形

圖8??? 補償前后流入LISN地的共模電流波形（電流卡鉗系數(shù)：100mV/A）

??? 圖9是用Agilent E4402B頻譜分析儀測得的共模電流的頻譜波形?？梢?00kHz到2MHz的頻率范圍內(nèi)的CM噪聲得到了較好的抑制。但是，在3MHz左右出現(xiàn)了一個幅值突起，之后的高頻段也未見明顯的衰減，這說明在高頻條件下，電路的分布參數(shù)成了噪聲耦合主要的影響因素，補償電路帶來的高頻振蕩也部分增加了共模EMI噪聲的高頻成份。但從濾波器設(shè)計的角度來看，這并不太多影響由于降低了低次諧波噪聲而節(jié)省的設(shè)備開支。若是能較精確地調(diào)節(jié)補償電容，使其盡可能接近寄生電容Cpara的值，那么抑制的效果會在此基礎(chǔ)上有所改善。

圖9??? 補償前后流入LISN地的CM電流頻譜比較

4??? 此技術(shù)的局限性

??? 圖10中的（a），（b），（c），（d）給出了噪聲抑制電路無法起到正常效用時的電壓、電流的波形仿真情況。這里主要包含了兩種情況：

??? 第一種情況是在輸入電容的等效串聯(lián)電感（ESL）上遇到的。電感在整個電路中充當(dāng)了限制電流變化率di/dt的角色，很顯然LISN中大電感量的串聯(lián)電感限制了變換器電源作為電流源提供的能力。因此，這些脈動電流所需的能量必須靠輸入電容來供給，但是輸入電容自身的ESL也限制了它們作為電流源的能力。ESL愈大，則輸入端電容提供給補償變壓器所需高頻電流的能力愈受限制。當(dāng)ESL為100nH時，補償電路幾乎失效。圖10（a）中雖說補償電壓與寄生CM電壓波形非常近似，但是圖10（b）中卻很明顯看出流過補償電容C_comp的電流被限制了。

??? 另外一種嚴(yán)重的情況是補償變壓器的漏感。當(dāng)把變壓器漏感從原來磁化電感的0.1％增大到10％的時候，補償電路也開始失效，如圖10（c）及圖10（d）所示。補償繞組電壓波形由于漏感和磁化電感的緣故發(fā)生分叉。如果漏感相對于磁化電感來說很小的話，這個波形畸變可以忽略，但實際補償電容上呈現(xiàn)的dv/dt波形已經(jīng)惡化，以至于補償電路無法有效發(fā)揮抑制作用。

（a）??? 輸入電容ESL值較大時的CM電壓

（b）??? 輸入電容ESL值較大時的CM電流

（c）??? 漏感值較大時的CM電壓

（d）??? 漏感值較大時的CM電流

圖10??? 噪聲電路失效仿真電壓、電流波形

??? 為了解決ESL和變壓器漏感這兩個嚴(yán)重的限制因素，可以采取以下措施：對于輸入電容的ESL，要盡量降低至可以接受的程度，通過并聯(lián)低ESL值的電容來改善；密繞原方繞組和補償繞組可以有效降低漏感。

5??? 結(jié)語

??? 由以上的實驗和分析可以看到，應(yīng)用到傳統(tǒng)電源變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的這種無源CM噪聲抑制電路是有一定作用的。由于用來補償?shù)母郊永@組只須加到現(xiàn)有的變壓器結(jié)構(gòu)中，所以，隔離式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對于采用這種無源補償消除電路來說可能是最簡易、經(jīng)濟的電路結(jié)構(gòu)。