一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器

一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器??

摘要：提出了一種新穎的零電流零電壓開關(guān)（ZCZVS）PWM全橋變換器，通過增加一個(gè)輔助電路的方法實(shí)現(xiàn)了變換器的軟開關(guān)。與以往的ZCZVSPWM全橋變換器相比，所提出的新穎變換器具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、整機(jī)效率高以及電流環(huán)自適應(yīng)調(diào)整等優(yōu)點(diǎn)，這使得它特別適合高壓大功率的應(yīng)用場(chǎng)合。詳細(xì)分析了該變換器的工作原理及電路設(shè)計(jì)，并在一臺(tái)功率為4kW，工作頻率為80kHz的通信用開關(guān)電源裝置上得到了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

關(guān)鍵詞：全橋變換器；零電壓開關(guān)；零電流開關(guān)；軟開關(guān)；脈寬調(diào)制

0??? 引言

??? 移相全橋零電壓PWM軟開關(guān)（PS-FB-ZVS）變換器與移相全橋零電壓零電流PWM軟開關(guān)（PS-FB-ZVZCS）變換器是目前國(guó)內(nèi)外電源界研究的熱門課題，并已得到了廣泛的應(yīng)用。在中小功率的場(chǎng)合，功率器件一般選用MOSFET，這是因?yàn)镸OSFET的開關(guān)速度快，可以提高開關(guān)頻率，采用ZVS方式，就可將開關(guān)損耗減小到較為理想的程度[1]。而在高壓大功率的場(chǎng)合，IGBT更為合適。但I(xiàn)GBT的最大的缺點(diǎn)是具有較大的開關(guān)損耗，尤其是由于IGBT的“拖尾電流”特性，使得它即使工作在零電壓情況下，關(guān)斷損耗仍然較大，要想在ZVS方式下減少關(guān)斷損耗，則必須加大IGBT的并聯(lián)電容。然而由于輕載時(shí)ZVS很難實(shí)現(xiàn)（滯后臂的ZVS更難實(shí)現(xiàn)），因此ZVS方案對(duì)于IGBT來說并不理想。若采用常規(guī)的移相全橋軟開關(guān)變換器，其優(yōu)點(diǎn)是顯而易見的，即功率開關(guān)器件電壓、電流額定值小，功率變壓器利用率高等，但是它們卻也存在著各種各樣的缺點(diǎn)：有的難以適用于大功率場(chǎng)合；有的要求很小的漏感；有的電路較為復(fù)雜且成本很高[2][3][4][5][6]。

??? 本文提出了一種新穎的ZVZCS PWM全橋變換器，它能有效地改進(jìn)以往所提出的ZVZCS PWM全橋變換器的不足。這種變換器是在常規(guī)零電壓PWM全橋變換器的次級(jí)增加了一個(gè)輔助電路，此輔助電路的優(yōu)點(diǎn)在于沒有有損元件和有源開關(guān)，且結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。次級(jí)整流二極管的電壓應(yīng)力與傳統(tǒng)PWM全橋變換器相等，而ZCS具有最小的環(huán)路電流值。電流環(huán)能夠根據(jù)負(fù)載的變化情況自動(dòng)進(jìn)行調(diào)整，從而保證了負(fù)載在較大范圍內(nèi)變化時(shí)變換器同樣具有較高的效率。

1??? 工作原理

??? 該ZVZCS PWM全橋變換器主電路如圖1所示。它是在傳統(tǒng)的零電壓PWM全橋變換器的次級(jí)增加了一個(gè)輔助電路，同時(shí)，該變換器還采用了移相控制方式。在圖1中，S₁和S₃分別超前于S₄和S₂一個(gè)相位，稱S₁和S₃組成的橋臂為超前臂，S₂和S₄組成的橋臂為滯后臂。C₁和C₃分別是S₁和S₃的外接電容。L_r是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個(gè)橋臂的兩個(gè)功率管成180°互補(bǔ)導(dǎo)通，兩個(gè)橋臂的導(dǎo)通角相差一個(gè)相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。超前臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和關(guān)斷的工作原理與ZVSPWM全橋變換器相同，而滯后臂開關(guān)管是通過輔助電路來實(shí)現(xiàn)零電流導(dǎo)通和關(guān)斷的，由于輸出電感的儲(chǔ)能用來實(shí)現(xiàn)超前臂開關(guān)管的ZVS，所以可以用外接電容來減小開關(guān)損耗。通過對(duì)C_h放電，流過變壓器的原邊電流在諧振周期內(nèi)減小到零，從而實(shí)現(xiàn)了滯后橋臂的ZCS。

圖1??? 新 穎ZVZCS PWM全 橋 變 換 器 主 電 路 圖

??? 為了便于分析變換器的穩(wěn)定工作狀態(tài)，而作如下假設(shè)：

??? ——所有開關(guān)管、二極管、電容、電感均為理想元器件；

??? ——輸出濾波電感L_f足夠大，在一個(gè)開關(guān)過程中可以等效為一個(gè)恒流源。

??? 在半個(gè)工作周期內(nèi)，變換器有8種開關(guān)模態(tài)。因?yàn)?，電流環(huán)能夠根據(jù)負(fù)載的變化而作相應(yīng)的調(diào)整，所以，這些開關(guān)模態(tài)在負(fù)載較輕的情況下變化很小。

1.1??? 變換器在滿載條件下工作

??? 假定變換器工作在滿載條件下，其各個(gè)模態(tài)的等效電路及主要波形圖如圖2和圖3所示。

（a） 模 態(tài)1[t₀，t₁]??? （b） 模 態(tài)2[t₁，t₂]??? （c） 模 態(tài)3[t₂，t₃]

（d） 模 態(tài)4[t₃，t₄]??? （e） 模 態(tài)5[t₄，t₅]??? （f） 模 態(tài)6[t₅，t₆]

（g） 模 態(tài)7[t₆，t₇]??? （h） 模 態(tài)8[t₇，t₈]

圖2??? 各 個(gè) 開 關(guān) 模 態(tài) 的 等 效 電 路

圖3??? 主 要 波 形 圖

??? 1）開關(guān)模態(tài)1[t₀，t₁]??? 在t₀時(shí)刻，開關(guān)管S₁及S₄導(dǎo)通，輸入電壓V_s加到了變壓器的漏感L_r上，原邊電流i_p從零開始線性增加，在t₁時(shí)刻，電流i_p增加到與輸出電感電流值相等。電流i_p的變化式如式（1）所示。

??? i_p(t)=(V_s/L_r)t（1）

??? 2）開關(guān)模態(tài)2[t₁，t₂]??? t₁時(shí)刻后，開關(guān)管S₁和S₄繼續(xù)導(dǎo)通，輸入功率傳到了變壓器的次級(jí)。輔助線圈的漏感L_lks與吸持電容C_h產(chǎn)生諧振，給C_h充電，C_h上的電壓及電流可由式（2）及式（3）得到。

??? v_ch(t)=[1－cos(ω_st)]（2）

??? i_ch=－sin(ω_st)（3）

??? V_H=（4）

式中：ω_s=；

????? n=N₁/N₂；

????? m=N₃/N₄。

??? 在t₂時(shí)刻，C_h上的電壓達(dá)到最大值V_H，同時(shí)電流減小為零。為了防止二極管D_d在該工作模態(tài)下導(dǎo)通，C_h的最大電壓值V_H應(yīng)當(dāng)設(shè)計(jì)得比輸入電壓反射到次級(jí)的電壓V_s/n小。

??? 3）開關(guān)模態(tài)3[t₂，t₃]??? 當(dāng)C_h的充電電流減小到零的時(shí)候，D_c零電流關(guān)斷，C_h上的電壓保持在V_H。原邊電流仍被傳遞到輸出端。

??? 4）開關(guān)模態(tài)4[t₃，t₄]??? 在t₃時(shí)刻，S₁關(guān)斷，原邊電流給電容C₁充電，使C₃放電，變壓器原邊電壓v_AB開始線性下降，即

??? vAB(_t)=V_s－t（5）

式中：I_o為輸出電流；

????? C_eq=C₁＋C₃。

??? 變壓器的次級(jí)電壓v_sec以相同的速率下降，直到t₄時(shí)刻其值與C_h上的電壓值相等為止。

??? 5）開關(guān)模態(tài)5[t₄，t₅]??? 當(dāng)v_sec下降到V_H時(shí)，二極管D_d導(dǎo)通，v_sec被箝位在C_h的電壓值。變壓器的原邊電壓v_AB還以與先前同樣的速率下降到零，而v_sec則緩慢地下降。在該模態(tài)下，因?yàn)榕c原邊電壓相比，v_sec的下降非常緩慢，因此可以把v_sec看作常數(shù)。變壓器次級(jí)電壓反射到初級(jí)上的電壓值和初級(jí)電壓值之差加在了諧振電感Lr上，變壓器原邊電流和電壓分別按式（6）及式（7）規(guī)律下降。

??? i_p(t)=cos(ω_bt)（6）

??? v_AB(t)=nV_H－sin(ω_bt)（7）

式中：ω_b=。

??? 到t₅時(shí)刻，C₃上的電量被完全釋放，C₃電壓下降到零，同時(shí)開關(guān)管S₃零電壓導(dǎo)通。原邊電壓v_AB也下降到零。

??? 6）開關(guān)模態(tài)6[t₅，t₆]??? 該模態(tài)下，變壓器次級(jí)電壓反射到初級(jí)上的電壓加到了變壓器的漏感上，原邊電流以更快的速率下降到零。

圖4??? C_h不同最大電壓值VH對(duì)應(yīng)的ZVS范圍

??? i_p(t)=cos(ω_bt_m5)－sin(ω_ct)（8）

式中：ω_c=；

????? t_m5=t₅－t₄；

????? Z_c=。

??? 變壓器次級(jí)電壓按式（9）規(guī)律下降。

??? v_sec(t)=V_Hcos(ω_ct)（9）

??? 7）開關(guān)模態(tài)7[t₆，t₇]??? 原邊電流復(fù)位，整流二極管關(guān)斷。電容C_h通過D_d放電，向負(fù)載提供電流。變壓器次級(jí)電壓按式(10)規(guī)律下降到零。

??? v_sec(t)=V_Hcos(ωctm6)－t（10）

式中：t_m6=t₆－t₅。

??? 8）開關(guān)模態(tài)8[t₇，t₈]??? C_h完全放電，輸出感應(yīng)電流通過續(xù)流二極管D_f續(xù)流。在t₈時(shí)刻，開關(guān)管S₄的驅(qū)動(dòng)脈沖下降為零，S₄零電流關(guān)斷。

1.2??? 變換器在輕載條件下工作

??? 假定變換器工作在輕載條件下，隨著負(fù)載電流的降低，C_h在模態(tài)7時(shí)不能完全放電，其上電流在t₁₀時(shí)刻以前連續(xù)地提供給負(fù)載，其電壓的最大值與最小值之間的差值可通過對(duì)自身的放電電流積分來獲得，如式（11）所示。

??? =I_Ch(t)dt≌(1－D)（11）

式中：T_s為開關(guān)周期。

??? 由式（11）可以看出，在帶輕載的條件下，式（3）所表示的C_h上的電流產(chǎn)生如下變化。

??? i_Ch(t)=－()sin(ω_ct)

??? ?≌－(1－D)sin(ω_ct)（12）

??? 從式（12）可以看出，環(huán)路電流對(duì)吸持電容的充放電隨著負(fù)載電流的降低而降低，也就是說電流環(huán)可根據(jù)負(fù)載的情況自動(dòng)進(jìn)行調(diào)整。

2??? 電路設(shè)計(jì)

2.1??? 超前臂的ZVS條件

??? 為了實(shí)現(xiàn)超前臂的ZVS，開關(guān)電壓應(yīng)當(dāng)在死區(qū)時(shí)間內(nèi)下降到零，即：

??? t_dead>t_m4＋t_m5（13）

式中：

??? t_m4=t₄－t₃=nC_eq（14）

??? t_m5=t₅－t₄=arcsin=arcsin（15）

??? 從式（15）可以看出，保證開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS的最小電流可由式（16）得到。

??? =n₂V_H（16）

??? 不同的吸持電容C_h數(shù)值與最大電壓值V_H所對(duì)應(yīng)的ZVS范圍如圖4所示。開關(guān)管超前臂的關(guān)斷損耗可通過給IGBT增加外接緩沖電容來減小。從圖4還可以看出大電容C_eq對(duì)ZVS范圍的限制。因此，C_eq的選擇應(yīng)綜合考慮ZVS范圍和超前臂的開關(guān)關(guān)斷損耗。

2.2??? 滯后臂的ZCS條件

??? 吸持電容的歸一化值如式（17）所示。

??? C_hⁿ=（17）

??? 圖5所示為吸持電容不同歸一化值所對(duì)應(yīng)的原邊電流的復(fù)位情況。為了實(shí)現(xiàn)滯后臂的ZCS，C_h的能量應(yīng)該足夠大，從而通過L_r使原邊電流復(fù)位，且原邊電流應(yīng)當(dāng)在滯后臂關(guān)斷之前減小到

??? 圖5不同歸一化C_h值對(duì)應(yīng)的原邊電流的復(fù)位零。從式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

??? arcsin(1－D)（18）

??? 從式（18）和圖5可以看出，為了確保ZCS，應(yīng)當(dāng)增加C_h或V_H的值。但是，V_H的最大值不能高于輸入電壓反射到次級(jí)的電壓V_s/n；同樣，大電容C_h增大了環(huán)路電流，而環(huán)路電流又通過C_h間接加到了負(fù)載。綜合考慮，軟開關(guān)在變換器功耗方面的效果不僅與開關(guān)損耗的減小有關(guān)，還與由軟開關(guān)引起的附加導(dǎo)通損耗有關(guān)。為了獲得預(yù)期的效率，要求在設(shè)計(jì)時(shí)C_h的值取得越小越好，從而使附加導(dǎo)通損耗最小化。

圖5??? 不同歸一化C_h值對(duì)應(yīng)的原邊電流的復(fù)位

2.3??? 輸出耦合電感

??? 為了保證輔助電路二極管D_c的軟變換，輸出耦合電感的漏感L_lks應(yīng)當(dāng)滿足式（19）。

??? L_lks<（19）

式中：D_min為最小占空比。

??? 給C_h充電的諧振電流也耦合到了輸出電感電流中，從而增加了輸出電容的電流紋波。因此，L_lks應(yīng)當(dāng)在滿足式（19）的條件下盡量取大，以減小諧波電流的有效值。

3??? 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

??? 為了驗(yàn)證ZVZCS PWM全橋變換器的工作原理和性能，在實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái)80V/50A，80kHz的樣機(jī)，其電路如圖6所示，參數(shù)如下：

圖6??? 樣機(jī)電路原理圖

??? 輸入直流電壓V_s=630（1±10％）V；

??? 輸出直流電壓V_o=80V；

??? 變壓器原副邊匝比N₁∶N₂=5.33，變壓器原邊漏感L_r=9μH；

??? 輸出濾波電容C_o=10000μF(電解電容)；

??? 輸出濾波電感L_f=20μH，N₃∶N₄=1.12，漏感L_lks=1.8μH；

??? 開關(guān)管S₁～S₄(IGBT)??? IRGPH50KK2(1200V，30A)；

??? 輸出整流二極管D_c，D_d，D_f，D_rec??? C60P40FE(400V，60A)；

??? C₁=C₃=1nF；

??? C_h=0.47μF(電解電容)；

??? R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；

??? 開關(guān)頻率f=80kHz。

??? 圖7給出了實(shí)驗(yàn)波形。從圖7（a）可以看出，在諧振周期內(nèi)，原邊電流減小到零，從而消除了原邊的拖尾電流。從圖7（c）可以看出，通過S4的電流在驅(qū)動(dòng)脈沖下降為零之前已經(jīng)減小到零，從而S₄實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。從圖7（d）可以看出，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，S₁的電壓減小到零，從而S₁實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。從圖7（e）和（f）可以看出，在一個(gè)諧振周期內(nèi)，C_h在滿載時(shí)完全放電，而在輕載時(shí)卻沒有完全放電，使得環(huán)路電流根據(jù)負(fù)載條件變化作適應(yīng)性調(diào)整。

??? 圖8給出了根據(jù)原理樣機(jī)得到的效率曲線。滿載時(shí)效率最高，達(dá)到94％。

(a)??? 變壓器原邊電壓和電流的波形

(b)??? 變壓器次級(jí)電壓和吸持電容電壓波形

(c)??? 滯后臂S₄的零電流關(guān)斷波形

(d)??? 超前臂S₁的零電壓導(dǎo)通波形

(e)??? 滿載時(shí)吸持電容上的電壓電流波形

(f)??? 25％負(fù)載時(shí)吸持電容上的電壓電流波形

圖7??? 實(shí)驗(yàn)波形

圖8??? 原理樣機(jī)效率曲線

4??? 結(jié)語

??? 本文提出了一種新穎的ZVZCS PWM全橋變換器，并具體分析了它的工作原理、電路設(shè)計(jì)及性能。最后通過一臺(tái)4kW的原理樣機(jī)的試驗(yàn)結(jié)果，證明了該變換器具有以下主要優(yōu)點(diǎn)：

??? ——所采用的輔助電路無有源開關(guān)；

??? ——次級(jí)整流二極管具有與傳統(tǒng)的全橋PWM變換器相同的電壓應(yīng)力值；

??? ——對(duì)吸持電容充放電的環(huán)路電流可根據(jù)負(fù)載的變化進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整；

??? ——輔助電路二極管D_c實(shí)現(xiàn)了軟變換；

??? ——能夠使變換器在開關(guān)頻率為80kHz且滿載時(shí)效率高達(dá)94％。