一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設(shè)計(jì)

一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設(shè)計(jì)

1引言

近幾年來(lái)，隨著軟開(kāi)關(guān)技術(shù)在DC/DC變換器中的應(yīng)用日趨成熟，變換器的工作頻率提高了，磁性元件以及電容的體積減小了，變換器的功率密度也隨之提高了。自80年代初美國(guó)VPEC(VirginiaPowerElectronicCenter)的李澤元教授提出了軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的概念后，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)在DC/DC變換器中的應(yīng)用已分別經(jīng)歷了諧振開(kāi)關(guān)階段、準(zhǔn)諧振階段以及軟開(kāi)關(guān)PWM階段。其中前兩個(gè)階段共有的兩大缺陷是：

(1)諧振元件處于功率傳輸?shù)闹麟娐分校沟瞄_(kāi)關(guān)器件的電壓、電流應(yīng)力增大；

(2)輸出電壓與開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)，必須采用調(diào)頻控制，因此不利于輸入、輸出濾波器的設(shè)計(jì)。

零過(guò)渡PWM技術(shù)出現(xiàn)后，受到人們廣泛的重視。零過(guò)渡PWM變換器的主要優(yōu)點(diǎn)是：

(1)保留了PWM技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了恒頻控制；

(2)諧振元件與主開(kāi)關(guān)并聯(lián)，不參與功率傳輸，因此使主開(kāi)關(guān)的電壓、電流應(yīng)力大大減小了；

(3)與以往的軟開(kāi)關(guān)變換器相比，能實(shí)現(xiàn)零開(kāi)關(guān)條件的電源電壓、負(fù)載變化范圍更寬。

文獻(xiàn)1提出的兩相ZVT(Zero?Voltage?Transition)PWMDC/DC變換器是多相技術(shù)與零電壓過(guò)渡PWM技術(shù)相結(jié)合的產(chǎn)物。由于使用了多相技術(shù)，減少了輸出電流的紋波，相對(duì)地增大了輸出功率。該電路的主開(kāi)關(guān)是零電壓開(kāi)通的，主續(xù)流二極管是零電流關(guān)斷的。

本文針對(duì)兩相ZVT?PWMBuck變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)和工作原理，推導(dǎo)了電壓變換比、主開(kāi)關(guān)零電壓開(kāi)通條件等公式，并給出了輔助諧振電路元件參數(shù)選取的依據(jù)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了推導(dǎo)的正確性和參數(shù)設(shè)計(jì)的可行性。

2新型兩相ZVT?PWM變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及

工作原理

圖1所示為此變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。對(duì)這種Buck型兩相ZVT?PWM變換器而言，當(dāng)一個(gè)主續(xù)流二極管導(dǎo)通時(shí)，輔助電路開(kāi)始工作，為相應(yīng)相的開(kāi)關(guān)器件提供零電壓開(kāi)通條件。為了使輔助電路有高的工作效率，當(dāng)輔助電路開(kāi)始工作時(shí)，某一相的有源開(kāi)關(guān)應(yīng)該處于導(dǎo)通狀態(tài)。換句話(huà)說(shuō)，占空比D應(yīng)大于0?5。否則，如圖1中所示的輔助電路處理的功率約為D>0?5時(shí)的兩倍，因而增大了輔助電路的損耗。因此，這種兩相ZVT?PWM變換器適用于需要電壓變換比高于0?5的場(chǎng)合。圖2所示為該電路在D>0?5時(shí)的主要波形。鑒于以上原因，以下主要對(duì)D>0?5時(shí)的工作原理以及電路特性做詳細(xì)的分析。

圖1兩相ZVT?PWMBuck變換器

D>0?5時(shí)，兩相ZVT?PWMBuck變換器的工作原理如下：t0時(shí)刻，主開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷，諧振電容C1以I01大小的電流放電，使諧振電容C1上的電壓線(xiàn)性下降。t1時(shí)刻，主續(xù)流二極管D1兩端電壓vD1降到0，D1開(kāi)始續(xù)流。t2～t3階段，諧振電流線(xiàn)性上升階段。t2時(shí)刻，輔助開(kāi)關(guān)Sr開(kāi)通，諧振電流iLr流經(jīng)Dr1，并以Vs/Lr的斜率增大。t3時(shí)刻，iLr開(kāi)始大于I01，主續(xù)流二極管D1斷開(kāi)，諧振電感Lr與諧振電容C1開(kāi)始諧振。諧振電容C1兩端的電壓以正弦規(guī)律上升，直到上升到Vs，被主開(kāi)關(guān)S1的反并聯(lián)二極管鉗位在Vs，為主開(kāi)關(guān)S1創(chuàng)造零電壓開(kāi)通的條件。t4～t5恒流階段，由于諧振電感Lr兩端的電壓被主開(kāi)關(guān)S1的反并聯(lián)二極管鉗位為零，因此諧振電感Lr中的電流保持恒定。在此階段中的任意時(shí)刻開(kāi)通主開(kāi)關(guān)即為零電壓開(kāi)通。但在輔助開(kāi)關(guān)關(guān)斷且諧振電感電流下降到I01之前，主開(kāi)關(guān)中并沒(méi)有電流流過(guò)。t5時(shí)刻，輔助開(kāi)關(guān)關(guān)斷，輔助回路續(xù)流二極管Dr導(dǎo)通，諧振電感電流開(kāi)始下降，直到下降到負(fù)載電流I01時(shí)，主開(kāi)關(guān)S1中才開(kāi)始有電流流過(guò)。t6時(shí)刻，主開(kāi)關(guān)S1的電流由零開(kāi)始線(xiàn)性上升，諧振電感Lr中的電流繼續(xù)線(xiàn)性下降，直到t7時(shí)刻下降到零。在t7～t8階段，由主開(kāi)關(guān)S1和S2同時(shí)為負(fù)載提供能量。

3電路主要特性

假設(shè)電路元件均為理想元件，且輸出濾波電感LO1、LO2足夠大，可近似看為恒流源。但在實(shí)際的電路中輸出電流難免有紋波，這樣IO就會(huì)有一部分電流被CO分流，因此設(shè)流過(guò)負(fù)載電阻RO的電流IRO=IO×p（03?1電壓變換比根據(jù)電感在穩(wěn)態(tài)時(shí)的伏—秒平衡特性（VLdt=0），可推導(dǎo)出D>0?5時(shí)該變換器的電壓變換比M為：M=(1)

式中：F=fr/fs；

RO為負(fù)載電阻；Zr=，為諧振特征阻抗；

ta＊=ta·fr=ta/Tr。其中：fr=1/Tr=1/2π；

fs=1/Ts為開(kāi)關(guān)頻率；

ta的含義如圖2中所示。

當(dāng)D≤0?5時(shí)，電壓變換比可近似地用下式表示：(推導(dǎo)從略)(2)

式中：Taux為輔助開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間。

3?2主開(kāi)關(guān)零電壓開(kāi)通的條件

為了能使主開(kāi)關(guān)在零電壓條件下開(kāi)通，諧振電容的電壓需在主開(kāi)關(guān)開(kāi)通信號(hào)到來(lái)時(shí)上升到Vs，即輔助開(kāi)關(guān)需提前主開(kāi)關(guān)一定的時(shí)間導(dǎo)通，為主開(kāi)關(guān)創(chuàng)造零電壓開(kāi)通條件。TL≥Δt3＋Δt4=(3)

圖2D>0?5時(shí)的主要波形

式中：TL為輔助開(kāi)關(guān)超前于主開(kāi)關(guān)S1開(kāi)通的時(shí)間，Δt3=t3－Δt2，Δt4=t4－t3(如圖2所示)。

將其歸一化，得（4）式中：為輔助開(kāi)關(guān)提前于主開(kāi)關(guān)開(kāi)通時(shí)間的歸一化臨界值。

當(dāng)D≤0?5時(shí)，使主開(kāi)關(guān)零電壓開(kāi)通的條件是TL≥(5)

將其歸一化，得(6)

4控制電路的實(shí)現(xiàn)

圖3為該變換器控制電路的原理圖。兩相ZVT?PWMBuck變換器兩個(gè)主開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位相差180°，用兩路幅值相等、相位相反的三角波正好可以實(shí)現(xiàn)這種關(guān)系。圖3中的三角波發(fā)生器輸出兩路幅值相等相位相反的三角波1、2，它們分別與控制電壓U＊比較產(chǎn)生兩個(gè)主開(kāi)關(guān)的控制信號(hào)，再將1、2路三角波與U＊＋ΔU(ΔU用來(lái)產(chǎn)生輔助開(kāi)關(guān)控制信號(hào)中超前主開(kāi)關(guān)的部分TL）比較，經(jīng)單穩(wěn)電路和與門(mén)產(chǎn)生輔助開(kāi)關(guān)的控制信號(hào)。

5參數(shù)設(shè)計(jì)由于；，所以對(duì)于該變換器而言，一旦選定了Zr、F，也就確定了諧振參數(shù)Lr、Cr（C1）。

對(duì)于該變換器的設(shè)計(jì)應(yīng)以使M的可調(diào)范圍盡可能地大；M的線(xiàn)性度盡可能地好；輔助開(kāi)關(guān)的電流應(yīng)力盡可能地??；開(kāi)關(guān)器件的損耗盡可能地小為優(yōu)化目標(biāo)。

圖3控制電路原理圖

圖4F、Zr對(duì)D?M曲線(xiàn)的影響(a)隨F變化的D?M曲線(xiàn)(b)隨Zr變化的D?M曲線(xiàn)

圖5隨F變化的D—TLmin曲線(xiàn)

圖6根據(jù)仿真結(jié)果擬合成的Zr?F?總損耗曲面

圖7主開(kāi)關(guān)C?E電壓(上)與諧振電感電流(下)波形

圖4所示為F、Zr對(duì)該變換器D?M曲線(xiàn)的影響(fs=35kHz)。其中圖4(a)所示的一族曲線(xiàn)是一族自上而下F由小變大的D?M曲線(xiàn)。可見(jiàn)，F(xiàn)越大，M的可調(diào)范圍越大。從這個(gè)角度考慮，F(xiàn)應(yīng)適當(dāng)?shù)卮?。圖4(b)是一族自上而下Zr由小變大的D?M曲線(xiàn)?？梢?jiàn)，Zr越大，M的可調(diào)范圍越大，同時(shí)Zr大于某個(gè)值后對(duì)M的線(xiàn)性度以及M的可調(diào)范圍的影響就不是很明顯了。同時(shí)從減小諧振電感電流峰值的角度出發(fā)，Zr也應(yīng)適當(dāng)?shù)卮蟆?

圖5為自上而下F由小變大時(shí)的一族D?TLmin曲線(xiàn)?？梢钥闯觯現(xiàn)越大，為主開(kāi)關(guān)提供零電壓開(kāi)關(guān)條件所需輔助開(kāi)關(guān)超前主開(kāi)關(guān)S1開(kāi)通的時(shí)間也就越短，這樣就允許占空比的可調(diào)范圍更大。

根據(jù)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的設(shè)計(jì)指標(biāo)，做一系列仿真。所得的數(shù)據(jù)用Matlab擬合成的總損耗曲面如圖6所示。

最后綜合考慮上述優(yōu)化指標(biāo)，選擇Zr=100,F=10(即Lr=45?5μH,Cr=4?55nF)為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的諧振參數(shù)，將其工程化，得到實(shí)際的諧振參數(shù)為L(zhǎng)r=47μH,Cr=C1=C2=4.7nF。

6實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)前面的設(shè)計(jì)，完成了硬件電路的制作和調(diào)試。實(shí)驗(yàn)電路輸入電壓Vin=200V，工作頻率fs=35kHz，將按照式(3)計(jì)算出的TL最小值留有一定裕量后作為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的TL，TL=1?8μs,實(shí)際輸出電壓Vout=159V,負(fù)載電流IRo=6?16A，輸出功率Pout≈980W,電路工作穩(wěn)定。實(shí)驗(yàn)電路的主要波形如圖7所示。

由圖7中可以看出，諧振電感電流約1μs左右上升到最大值，并保持了一段時(shí)間，這說(shuō)明主開(kāi)關(guān)是零電壓開(kāi)通的，同時(shí)也說(shuō)明根據(jù)推導(dǎo)出的主開(kāi)關(guān)零電壓開(kāi)通條件選取的TL是正確的。

7結(jié)語(yǔ)

本文介紹了一種更適合于大功率場(chǎng)合的新型兩相零過(guò)渡PWM變換器，推導(dǎo)了電壓變換比的解析表達(dá)式，推導(dǎo)了實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)的條件，并設(shè)計(jì)了該變換器的控制電路，利用仿真合理地選擇電路參數(shù)后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了推導(dǎo)的正確性和參數(shù)選擇的可行性。