PCB布線設計經驗談附原理圖(第六章)

 

對于12位傳感系統(tǒng)的布線，應用的電路是一負載單元電路，該電路可精確測量傳感器上施加的重量，然后將結果顯示在LCD顯示屏上。系統(tǒng)電路原理圖如圖1所示。采用的負載單元是Omega公司的LCL-816G。LCL-816G傳感器模型是由四個電阻元件組成的橋，需電壓激勵。將5V激勵電壓加在傳感器高端，施加900g最大激勵時，滿刻度輸出擺幅為±10mV差分信號。該小差分信號被雙運放儀表放大器放大。 　　根據(jù)電路精度要求，選擇一個12位A/D轉換器。當轉換器將輸入端的電壓進行數(shù)字化后，數(shù)字碼經轉換器SPI端口發(fā)送到單片機。然后，單片機用查找表將來自A/D轉換器的數(shù)字信號轉換為重量。此時如需要的話，線性化和標定工作可由控制器代碼實現(xiàn)。完成這一步后，結果送到LCD顯示器。最后一步是為控制器寫固件。電路設計好之后，即可設計印刷電路板和布線了。

　　查看這個完整的電路原理圖時，若使用自動布線工具，經常要返回來對布線做很大的修改。如果自動布線工具可以實現(xiàn)布線限制，可能還有成功的可能性。如果自動布線工具沒有限制選項的話，最好不要使用自動布線工具。

圖1 負載單元傳感器輸出端的信號由雙運放儀表放大器放大，然后由12位A/D轉換器MCP3201濾波和數(shù)字化。每次轉換的結果顯示在LCD顯示屏上。

圖2 在精度高于12位的電路中，PCB上有源元件的放置很重要。要將高頻元件 和數(shù)字器件盡量靠近接插件放置。

圖3 圖1電路的頂層布線和底層布線，此布線中沒有地平面和電源平面。注意：為降低電源線的感抗，電源線要比信號線寬很多。

圖4 在沒有地平面或電源平面的PCB(PCB布線如圖3所示)中，對A/D轉換器輸出4096次采樣的柱狀圖。電路的噪聲碼寬度為15個碼。

　　

布線的一般準則

　　器件布局

　　既然是采用手工布線，那么第一個步驟是在板上放置器件。將噪聲敏感器件和產生噪聲器件分開放置。完成這個任務有兩個準則：

　　1. 將電路中器件分成兩大類：高速(>40MHz)器件和低速器件。如果可能的話，將高速器件盡量靠近板的接插件和電源放置。

　　2. 將上述大類再分成三個子類：純數(shù)字、純模擬和混合信號。將數(shù)字器件盡量靠近板的接插件和電源放置。

　　電路板的布線策略要符合圖2所示的器件布局圖。注意圖2a中高速器件、低速器件與電路板的接插件和電源之間的關系。在圖2b中，數(shù)字器件最靠近電路板的接插件和電源，與其它數(shù)字和模擬電路分離開了。純模擬器件距離數(shù)字器件最遠，以確保開關噪聲不會耦合到模擬信號路徑中。A/D轉換器的布線策略在本刊2004年1月中有詳細論述。

　　地和電源策略

　　確定了器件的大體位置后，就可以定義地平面和電源平面了。實現(xiàn)這些平面是需要一些策略技巧的。

　　在PCB中不使用地平面是很危險的，尤其是在模擬和混合信號設計中。其一，因為模擬信號是以地為基準的，地噪聲問題比電源噪聲問題更難應對。例如，在圖1所示電路中，A/D轉換器(MCP3201)的反相輸入引腳是接地的；二，地平面還對噪聲有屏蔽作用。采用地平面可以很容易解決這些問題，但是，如果沒有地平面，要克服這些問題幾乎是不可能的。

　　這里，假設不需要地平面。圖1所示的電路無地平面布線，如圖3所示。
“不需要地平面”的理論還行得通嗎？這可以通過數(shù)據(jù)來驗證。在圖4中，對A/D轉換器進行了4096次采樣并記錄了數(shù)據(jù)。在采集數(shù)據(jù)時，沒有在傳感器上施加激勵。采用這種電路布線，控制器專用于與轉換器接口，并將轉換器的結果發(fā)送到LCD顯示器。

圖 5 圖1電路的頂層和底層布線。注意此布線中有地平面。

圖 6 在有地平面的PCB(PCB布線如圖5所示)中，對A/D轉換器輸出4096次采樣的柱狀圖。噪聲碼寬度為11個碼。

圖 7 在PCB上將兩條走線靠近放置，就會產生寄生電容。信號會通過這種寄生電容在走線之間耦合。

圖8 顯示在圖1電路中添加一個四階抗信號混疊濾波器后的轉換結果。另外，電路板布線中添加了地平面。

　　圖5所示的布線與圖3中的布線基本相同，但在底層添加了地平面。地平面(圖5b)有幾處被信號線打斷，應盡量減少地平面被斷開的次數(shù)。電流返回路徑不應縮短，因為這些走線會限制從器件到電源接插件的電流流動。A/D轉換器輸出的柱狀圖如圖6所示。與圖4相比，輸出碼要密集得多。兩次測試中使用了相同的有源器件。無源器件不同，會導致較小的偏置差異。

　　從上述數(shù)據(jù)很容易看出，地平面確實對電路噪聲有抑制作用。當電路中沒有地平面時，噪聲的寬度大約為15個碼；添加了地平面后，性能提高了約1.5倍或15/11倍。請注意，測試是在電磁干擾較低的實驗室中進行的。

　　A/D轉換器輸出數(shù)字碼的噪聲可歸因于運放的噪聲和缺少抗信號混疊濾波器。如果電路中有“最少”量的數(shù)字電路，可能只需要一個地平面和一個電源平面就可以了?！白钌佟笨捎呻娐钒逶O計人員定義。將數(shù)字和模擬地平面連接在一起的危險在于，模擬電路會從電源引腳引入噪聲，并將噪聲耦合到信號路徑中。在電路的一點或多點上，要將模擬電路和數(shù)字電路的地和電源連接在一起，以確保所有器件的電源、輸入和輸出共地，其標稱值不會被破壞。

　　在12位系統(tǒng)中，電源平面并不象地平面那么重要。盡管電源平面可以解決許多問題，使電源線比電路板上其它走線寬兩倍或三倍，以及有效使用旁路電容，都可以降低電源的噪聲。

　　信號線

　　電路板(包括數(shù)字和模擬電路)上的信號線要盡量短。這個基本準則將降低無關信號耦合到信號路徑的可能性。尤其要注意的是模擬器件的輸入端，這些輸入端通常比輸出引腳或電源引腳具有更高的阻抗。例如，A/D轉換器的參考電壓輸入引腳在進行轉換期間是最為敏感的。對于圖1中的12位轉換器，輸入引腳(IN+和IN-)對引入的噪聲也很敏感。運放的輸入端也有可能在信號路徑中引入噪聲。這些端通常具有109W至1013W的輸入阻抗。

　　高阻抗輸入端對于輸入電流比較敏感。如果從高阻抗輸入端引出的走線靠近有快速變化電壓的走線(如數(shù)字或時鐘信號線)，就會發(fā)生這種情況，此時電荷通過寄生電容耦合到高阻抗走線中。

　　這兩條走線之間的關系如圖7所示。圖中，兩條走線之間寄生電容的值主要取決于走線之間的距離(d)，以及兩條走線保持平行的長度(L)。通過這個模型，高阻抗走線中產生的電流等于：I=C dV/dt

　　其中：I是高阻抗走線上的電流，C是兩條PCB走線之間的電容值，dV 是有開關動作的走線上的電壓變化，dt 是電壓從一個電平變化到下一個電平所用的時間。

　　旁路電容和抗信號混疊濾波器的使用

　　有關旁路電容的一個原則是：在電路中始終包含旁路電容。如果設計電路時，沒有加旁路電容，電源噪聲很可能使電路的精度達不到12位。

　　旁路電容

　　可在電路板上的如下兩個位置放置旁路電容：一個電容(10mF至100mF)放置在電源側，另一個電容放置在每個有源器件(包括數(shù)字和模擬器件)旁邊。加在器件上旁路電容的值取決于使用的器件。如果器件的帶寬小于或等于1MHz，那么采用1mF的電容可以顯著降低引入的噪聲。如果器件的帶寬大于10MHz，0.1mF的電容可能比較合適。如果帶寬在這兩個頻率之間，可同時使用這兩種容值的電容，或使用其一。

　　電路板上的每個有源器件都需要一個旁路電容。旁路電容必須盡可能靠近器件的電源引腳放置，如圖5所示。如果一個器件使用了兩個旁路電容，容值小的電容要最靠近器件引腳。而且，旁路電容的引腳要盡量短。

　　抗信號混疊濾波器

　　請注意，圖1所示的電路中沒有抗信號混疊濾波器。正如數(shù)據(jù)所顯示，這一疏忽在電路中引起了噪聲問題。此電路板中，當在儀表放大器的輸出和A/D轉換器的輸入之間接入一個四階、10Hz抗信號混疊濾波器時，轉換響應的性能大為提高，如圖8所示。

　　模擬濾波可在模擬信號到達A/D轉換器之前，消除疊加在模擬信號上的噪聲，尤其是無關的噪聲尖峰。A/D轉換器將對出現(xiàn)在其輸入端的信號進行轉換，這種信號可能包括傳感器電壓信號或噪聲，抗信號混疊濾波器消除了轉換過程中的高頻噪聲。


PCB設計準則

　　只要遵循如下幾個準則，良好的12位布線技巧并不難掌握：

　　1. 檢查器件相對于接插件的位置，確保高速器件和數(shù)字器件最靠近接插件。

　　2. 電路中至少要有一個地平面。

　　3. 使電源線比板上的其它走線寬。

　　4. 檢查電流回路，尋找地線中的可能噪聲源。這可通過確定地平面上所有點的電流密度和可能存在的噪聲量來實現(xiàn)。

　　5. 正確旁路所有器件，將電容盡量靠近器件的電源引腳放置。

　　6. 使所有走線都盡量短。

　　7. 查看所有的高阻抗走線，逐條走線查找可能的電容耦合問題。

　　8. 確保對混合信號電路中的信號正確濾波。