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與硅器件相比，碳化硅器件具有通態(tài)電阻低、開關(guān)速度快、熱導(dǎo)率高等性能優(yōu)勢(shì)，有利于提高變換器的效率和功率密度，在工業(yè)、高溫高頻、可再生能源發(fā)電等場(chǎng)合中已取得初步應(yīng)用。然而，在實(shí)際應(yīng)用中，功率器件不可避免地要工作在過載、短路等工作狀態(tài)下，這就要求其必須具備一定的過載、短路能力。而與Si器件相比，SiC器件管芯面積小，電流密度大，短路能力相對(duì)較弱，這給SiC基變換器的可靠工作帶來了很大挑戰(zhàn)。因此，需要充分認(rèn)識(shí)SiC器件的短路機(jī)理，揭示影響短路特性的關(guān)鍵因素，從而實(shí)施有效的保護(hù)，以保證SiC功率器件及SiC基變換器安全可靠工作。
功率器件的短路故障模式可分為硬開關(guān)故障(HardSwitchingFault，HSF)和負(fù)載故障(FaultUnderLoad，F(xiàn)UL)兩種模式。
HSF是指在負(fù)載已短路的情況下，開關(guān)管開通時(shí)引發(fā)的故障;
FUL是指在開關(guān)管完全導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載突然短路而引發(fā)的故障。
以HSF模式為例，對(duì)SiC器件短路特性及其工作過程進(jìn)行分析。同樣以SiC MOSFET為例，HSF的典型短路波形如圖所示。由圖可見，在HSF下，SiC MOSFET有4種工作模態(tài)：t1時(shí)刻之前，負(fù)載短路，此時(shí)SiC MOSFET處于截止?fàn)顟B(tài)。
模態(tài)1[t1~t2]t1時(shí)刻，SiC MOSFET開通。由于主功率回路阻抗很小，流過SiC MOSFET的電流快速增大。di/dt作用于回路寄生電感，使開關(guān)管端電壓有所降低。此時(shí)，開關(guān)管工作區(qū)由截止區(qū)轉(zhuǎn)移到飽和區(qū)。該模態(tài)下，SiC MOSFET溝道載流子遷移率具有正溫度系數(shù)，短路電流持續(xù)增大。
模態(tài)2[t2~t3]開關(guān)管仍工作在飽和區(qū)。由于開關(guān)管端電壓近似為直流母線電壓，且電流較大，SiC MOSFET自身功率損耗很大，開關(guān)管自發(fā)熱使結(jié)溫快速升高，降低了溝道載流子遷移率，導(dǎo)致流過SiC MOSFET的電流減小，di/dt呈現(xiàn)負(fù)斜率。
模態(tài)3[t3~t4]結(jié)溫進(jìn)一步升高，短路電流逐漸增大，di/dt呈現(xiàn)正斜率。這主要是因?yàn)镾iC MOSFET溝道載流子電流減小的速率小于熱電離激發(fā)漏電流增大的速率。
模態(tài)4[t4~]t4時(shí)刻開關(guān)管關(guān)斷，短路電流逐漸減小到零。此后會(huì)出現(xiàn)兩種情況:
①開關(guān)管安全可靠關(guān)斷；
②關(guān)斷后出現(xiàn)拖尾漏電流，導(dǎo)致開關(guān)管熱失控，發(fā)生故障。t1~t4的短路臨界能量為：
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短路失效的兩種模式 ? ? ?
1、柵源短路失效
柵源級(jí)失效多發(fā)生在柵源級(jí)關(guān)斷后的數(shù)微秒后，表現(xiàn)為負(fù)壓關(guān)斷的柵壓突變?yōu)?，柵源極失效之前有比較明顯的征兆，比如柵源極電壓降低、短路電流出現(xiàn)嚴(yán)重拖尾現(xiàn)象。
柵源短路失效? ?
柵源極電壓逐漸降低的現(xiàn)象歸因于在短路過程中SiC MOSFET的柵源極出現(xiàn)泄漏電流并且隨著短路時(shí)間的延長(zhǎng)而逐漸增大，柵極泄漏電流作用于柵極驅(qū)動(dòng)電阻會(huì)產(chǎn)生一定壓降，進(jìn)而導(dǎo)致柵源極電壓降低。
柵源極泄漏電流出現(xiàn)的主要原因在于，SiC MOSFET的柵極氧化物厚度比典型Si MOSFET的要薄，而且短路時(shí)SiC MOSFET承受很高的直流電壓，與典型的硅器件相比，通過柵極氧化物的電場(chǎng)較高短路時(shí)柵極氧化層逐漸發(fā)生降級(jí)，而且短路期間高能耗產(chǎn)生的局部高溫升會(huì)進(jìn)一步增大柵源極泄漏電流。
為了獲得更好的導(dǎo)通能力，需要將SiC MOSFET的柵氧化層做的盡可能薄。然而，柵極氧化層的厚度減薄會(huì)導(dǎo)致Si-SiO2界面附近的載流子通過柵極的隧穿幾率增加，引起較為明顯的柵極隧穿電流。一般認(rèn)為，對(duì)于較厚的氧化層和較高的柵壓，電荷通過氧化層有熱電子注入和隧穿兩種方式，而當(dāng)氧化層厚度小于3nm時(shí)，直接隧穿就成為柵極泄漏電流的主要機(jī)制，對(duì)小尺寸器件的性能產(chǎn)生嚴(yán)重影響。隨著柵氧化層厚度的減薄，直接隧穿柵電流取代隨穿電流成為柵漏電流的主導(dǎo)成分，成為影響可靠性的一個(gè)重要問題。另一方面，與SiO2的導(dǎo)帶偏移為2.7eV，而Si與SiO2的導(dǎo)帶偏移為3.2eV。所以在給定溫度和電場(chǎng)下，通過FN機(jī)制注入到SiC MOSFET氧化物內(nèi)的電流密度要比Si器件的顯著增髙。而且由于界面態(tài)的存在，有效導(dǎo)帶偏移隨溫度的升高而進(jìn)一步減小，使得隧穿更容易發(fā)生。
2、熱崩失效
熱崩失效是器件內(nèi)部溫度升高到一定等級(jí)后引起器件劣化使溫度進(jìn)一步升高，形成正反饋，最終導(dǎo)致某一種破壞性的結(jié)果。熱逸潰失效的原因與短路電流關(guān)斷階段產(chǎn)生的較大漏極泄漏電流Ileak有很大關(guān)系。當(dāng)短路脈沖寬度增加到一定長(zhǎng)度就會(huì)出現(xiàn)拖尾電流，且隨著短路脈寬的繼續(xù)增大，拖尾電流也愈發(fā)嚴(yán)重，指示出漏極泄漏電流的逐漸形成并且逐漸增大。如果短路脈沖寬度小于短路耐受時(shí)間tSC即使關(guān)斷中出現(xiàn)了漏極泄漏電流也會(huì)慢慢降低為零而不會(huì)發(fā)牛熱崩。而當(dāng)短路脈沖寬度大于或等于短路耐受時(shí)間tSC就會(huì)使漏極泄漏電流達(dá)到觸發(fā)熱逸潰失效的程度。
熱崩失效下，失效模式和短路失效能量E、短路時(shí)間tSC有很大關(guān)系：
1. 當(dāng)E很接近短路臨界能量EC時(shí)，SiC MOSFET會(huì)在關(guān)斷延遲tdelay后發(fā)生失效。
2. 當(dāng)E逐漸增大，tdelay會(huì)逐漸縮小，直至tdelay縮小至0，SiC MOSFET在短路脈寬內(nèi)及發(fā)生熱崩失效。
熱崩失效
SiC MOSFET的短路保護(hù)發(fā)揮作用的時(shí)間在短路耐受時(shí)間以內(nèi)可以保證SiC MOSFET在本次短路中不失效，而兩種失效模式中，熱崩失效的結(jié)果是炸管，嚴(yán)重的會(huì)損壞整個(gè)負(fù)載回路，應(yīng)當(dāng)極力避免，所以建議短路保護(hù)發(fā)揮作用的時(shí)間應(yīng)在溫度達(dá)到發(fā)生熱崩之前。
四種短路檢測(cè)方法 ? ? ?
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電阻檢測(cè)
電阻檢測(cè)是一種最為常見的短路故障檢測(cè)方法，使用時(shí)在負(fù)載電流回路中串入檢測(cè)電阻，通過檢測(cè)該電阻的端電壓來判斷電路是否發(fā)生短路故障。該方法的優(yōu)點(diǎn)如下:
①簡(jiǎn)單，適用于過流、短路等故障檢測(cè);
但是，該方法也存在一定的缺點(diǎn):
①損耗大;
②由于檢測(cè)電阻本身存在電感，動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢;
③不具有電氣隔離功能。
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電流互感器
電流互感器也是一種較為常見的電流檢測(cè)方法，?使用時(shí)使流過負(fù)載電流的導(dǎo)線或走線穿過電流互感器，?進(jìn)而在電流互感器輸出端輸出與負(fù)載電流成一定比例的感應(yīng)電流。該方法的優(yōu)點(diǎn)如下:
① 可精確檢測(cè)交流電流;
② 具有電氣隔離功能;?
③ 檢測(cè)電路具有電流源性質(zhì)，?抗噪聲干擾能力強(qiáng)。
但是，該方法也存在以下缺陷:?
① 不利于檢測(cè)直流電流，若采用霍爾電流傳感器， 則成本較高，且需額外的電源;?
② 為實(shí)現(xiàn)快速響應(yīng)，?互感器必須具有很寬的帶寬，?設(shè)計(jì)較為復(fù)雜。
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去飽和檢測(cè)
與上述兩種方法不同，去飽和檢測(cè)方法的核心思想是利用SiC器件的輸出特性，其電路原理示意圖如圖所示。
去飽和檢測(cè)原理圖
當(dāng)電路正常工作時(shí)，由于SiC MOSFET導(dǎo)通壓降很小，二極管D1正向偏置，電容C1端電壓被鉗位到一個(gè)較低的值。一旦發(fā)生短路故障，SiC MOSFET端電壓快速升高，由于二極管D1仍處于正向偏置，故其陽極電位也隨之升高，導(dǎo)致電容C1兩端電壓升高。因此，通過實(shí)時(shí)檢測(cè)SiC器件的端電壓即可達(dá)到短路檢測(cè)的目的。
該方法的優(yōu)點(diǎn)是: ①不需要電流檢測(cè)元件，損耗小; ②動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快; ③適用性強(qiáng)，既適用于交流場(chǎng)合，又可用于直流場(chǎng)合; ④成本低，易于集成。 但是，該方法也存在一定的缺點(diǎn): ①檢測(cè)精度較低; ②不具有電氣隔離功能; ③為避免開關(guān)管開通時(shí)保護(hù)電路誤觸發(fā)，電路必須具有一定的消隱時(shí)間。
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寄生電感檢測(cè)
與去飽和檢測(cè)相似，寄生電感檢測(cè)法通過檢測(cè)SiC器件源極寄生電感的端電壓來獲取電流信息，其電路原理圖如圖所示。
寄生電感檢測(cè)原理圖
當(dāng)電路正常工作時(shí)，寄生電感的端電壓很小。一旦發(fā)生短路故障，寄生電感的端電壓會(huì)快速升高，通過實(shí)時(shí)檢測(cè)寄生電感的端電壓即可達(dá)到短路檢測(cè)的目的。
與去飽和檢測(cè)技術(shù)相比，該方法的優(yōu)點(diǎn)是: ①動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快; ②抗干擾能力強(qiáng)。 但是，與去飽和檢測(cè)技術(shù)相似，該方法也存在如下缺點(diǎn): ①檢測(cè)精度較低; ②不具有電氣隔離功能。
常用的去飽和檢測(cè)保護(hù)電路的方法
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1、比較器方法
基于比較器的短路保護(hù)電路原理圖 ?
如圖所示，此為一種采用比較器的去飽和檢測(cè)短路保護(hù)電路原理圖。其基本原理如下:當(dāng)PWM信號(hào)為高電平時(shí)，RS觸發(fā)器復(fù)位，此時(shí)Q為低電平，驅(qū)動(dòng)芯片正常工作，輸出柵極正向偏置電壓，SiC MOSFET開通。同時(shí)，柵極正向偏置電壓通過R1、R2給電容C1充電，但是由于SiC MOSFET導(dǎo)通壓降很小，檢測(cè)二極管D1正向偏置，C1上的電壓被鉗位到一個(gè)較低的值(小于參考電壓Uref)。
當(dāng)發(fā)生短路故障時(shí)， SiC MOSFET 端電壓迅速升高，?檢測(cè)二極管 D1 陰極電位逐漸升高，?由于二極管 D1 仍處于正向偏置，?故其陽極電位也隨之升高，導(dǎo)致電容 C1 端電壓升高。當(dāng) C1 端電壓超過參考電壓時(shí)，?比較器輸出高電平， Q 變?yōu)楦唠娖剑?驅(qū)動(dòng)芯片停止工作，?同時(shí) SiC MOSFET 軟關(guān)斷。
正常情況下，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低電平時(shí)，觸發(fā)器狀態(tài)不變，Q仍為低電平，驅(qū)動(dòng)芯片正常工作，輸出柵極負(fù)向偏置電壓，SiC MOSFET關(guān)斷。同時(shí)，C1通過R1、R2放電，最終變?yōu)闁艠O負(fù)向偏置電壓。由于此時(shí)C1端電壓低于參考電壓Uref，故保護(hù)電路并不工作。
2、邏輯門方法
比較器方法的缺點(diǎn)是抗干擾能力較弱。為提高抗干擾能力，可采用邏輯門和施密特觸發(fā)器的去飽和檢測(cè)短路保護(hù)電路，其原理圖如圖所示。
基于邏輯門的短路保護(hù)電路原理圖
其基本原理如下：當(dāng)PWM信號(hào)為高電平時(shí)，由于D觸發(fā)器復(fù)位清零端為低電平，此時(shí)D為低電平，Enable為高電平，與門M3輸出與PWM信號(hào)一致，驅(qū)動(dòng)芯片輸出正向偏置電壓，SiC MOSFET開通；由于SiC MOSFET導(dǎo)通壓降很小，D1正向偏置，R4上的電壓被鉗位到一個(gè)較低的值(小于Uref) 。
當(dāng)發(fā)生短路故障時(shí)，SiC MOSFET端電壓迅速升高，D1 陰極電位逐漸升高，直至反向偏置，二極管不再具有鉗位功能。在電源U cc 作用下，R4 上的電壓迅速升高，當(dāng)其超過某一設(shè)定值時(shí)，施密特觸發(fā)器 M4 輸出高電平，即 a 為高電平。此時(shí)?時(shí)鐘輸入端(CLK) 由低電平變?yōu)楦唠娖剑琎 變?yōu)楦唠娖?，Enable 為低電平，與門 M3 輸出低電平，則驅(qū)動(dòng)芯片輸出負(fù)向偏置電壓，SiC MOSFET 關(guān)斷。
在正常情況下，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低電平時(shí)，與門M1 關(guān)斷，CLK 一 直 為 低 電 平，D 觸 發(fā) 器 狀 態(tài) 不變，Enable 為高電平，驅(qū)動(dòng)芯片輸出負(fù)向偏置電壓，SiC MOSFET關(guān)斷。
編輯：黃飛
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