低功耗精密數(shù)據(jù)采集信號鏈，適用于空間受限的應(yīng)用

適用于儀器儀表、工業(yè)和醫(yī)療保健領(lǐng)域的許多應(yīng)用 工業(yè)、系統(tǒng)設(shè)計人員開發(fā)的各種數(shù)據(jù)采集卡 用于連接各種傳感器類型：光學(xué)、溫度、壓力、 磁性、振動和聲學(xué)，僅舉幾例。輸出信號來自 這些傳感器通常是單端或差分傳感器。在此類應(yīng)用中， 模擬前端接受單端或差分信號， 執(zhí)行增益或衰減、抗混疊濾波和電平轉(zhuǎn)換 要求，然后在滿量程電平驅(qū)動ADC的輸入。雙 單端至差分和全差分信號鏈配置 需要額外的電路來電平轉(zhuǎn)換輸入信號。然而完全 差分信號鏈提供更高的噪聲抑制和兩倍的信號 擺動以增加功率和更復(fù)雜的信號為代價 鏈。模擬前端有時使用可選儀器 ADC驅(qū)動器級前的放大器或JFET放大器，用于高阻抗 傳感器接口。根據(jù)應(yīng)用要求，系統(tǒng) 設(shè)計人員將各種傳感器的輸出多路復(fù)用到一個 單個數(shù)據(jù)采集通道或使用同步采樣進行數(shù)字化 來自單個傳感器的信號，以提高采樣率 每個通道。他們被迫尋找保持平衡的創(chuàng)新方法 在最佳性能、熱功耗和增加 電路密度挑戰(zhàn)。典型的高級傳感器到比特數(shù)據(jù)采集 信號鏈如圖1所示。

圖1.典型的傳感器到比特數(shù)據(jù)采集信號鏈。

兩種常用方法是單端至差分轉(zhuǎn)換和 差分到差分轉(zhuǎn)換。

本文提出一種低功耗精密數(shù)據(jù)采集系統(tǒng) 全差分和單端輸入信號配置解決方案， 重點介紹其關(guān)鍵設(shè)計注意事項，并演示如何 為空間受限的應(yīng)用實現(xiàn)最佳性能。這 此處介紹的低功耗信號鏈采用低噪聲全差分放大器ADA4940-1、差分輸入7982位PulSAR ADC18、 ADR435精密基準(zhǔn)電壓源，還可緩解模擬信號 通過消除對額外驅(qū)動器級的需求進行調(diào)節(jié)并節(jié)省成本 電路板空間。?

全差分18位數(shù)據(jù)采集 信號鏈

逐次逼近寄存器 （SAR） ADC 用于無數(shù) 具有高精度性能、低延遲和 功耗相對降低。全差分輸入單極性 SAR ADC 提供更高的分辨率和更好的交流和直流性能 其中大多數(shù)要求輸入共模為 V裁判/2，以最大化信號擺幅和差分反相 信號（彼此異相 180°）在其每個輸入端。這 可能涉及輸入信號的電平轉(zhuǎn)換。精密、低功耗、 需要18位、1 MSPS AD7982差分輸入單極性PulSAR ADC 差分ADC驅(qū)動器可實現(xiàn)最佳性能。該 ADC 提供 與 SPI、QSPI 等兼容的多功能串行數(shù)字接口 數(shù)字主機。該接口可配置為簡單的 3 線模式 用于最低的 I/O 計數(shù)，或允許選擇 菊花鏈回讀和忙音指示。4線模式還允許 來自 CNV（轉(zhuǎn)換輸入）的獨立回讀時序，使 使用多個轉(zhuǎn)換器同時采樣。

采用ADI公司專有的SiGe互補材料制造 雙極性工藝，低功耗、低噪聲、全差分放大器， ADA4940-1，最適合驅(qū)動16位和18位ADC，最小 性能下降。如圖2所示，它驅(qū)動差速器 AD7982、18位、1 MSPS ADC和ADR435的輸入，低噪聲， 精密5 V基準(zhǔn)電壓源用于為ADC所需的5 V供電。這 ADR435提供足夠的輸出電流，無需 在REF引腳上使用22 μF去耦電容的基準(zhǔn)電壓緩沖器 AD7982。圖2所示的所有IC均采用小尺寸封裝， 包括 3 毫米× 3 毫米 LFCSP、4 毫米× 4 毫米 LFCSP 和 3 毫米× 5 毫米 MSOP，有助于減少電路板空間。

圖2.低功耗、全差分、18位、1 MSPS數(shù)據(jù)采集信號鏈（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）。

放置一個單極點、2.7 MHz、RC（22 Ω，2.7 nF）低通濾波器 在ADC驅(qū)動器輸出和ADC輸入之間，以幫助限制噪聲 在ADC輸入端，并減少來自 SAR ADC的容性DAC輸入。但是，過多的帶寬限制可能會 影響建立時間并增加失真。因此，它非常重要 以找到此濾波器的最佳 RC 值。C0G 或 NP0 型電容器 推薦用于具有高Q值、低溫的RC濾波器 系數(shù)，并在變化電壓下保持穩(wěn)定的電氣特性。一個 應(yīng)選擇合理的串聯(lián)電阻值以保持放大器 穩(wěn)定并限制其輸出電流。

低失真、高性能信號源 Audio Precision SYS-2702 用于以下所有測試用例，以實現(xiàn)最佳性能。在這種情況下，來自信號源的9.6 V p-p差分輸出饋入ADC驅(qū)動器輸入，以使用5 V基準(zhǔn)電壓源獲得ADC的滿量程動態(tài)范圍性能。輸出共模電壓為2.5 V時，每個ADA4940-1輸出擺幅在0.1 V至4.9 V之間，相位相反，為ADC輸入提供1和9.6 V p-p差分增益。請注意，每個ADA4940-1輸入需要200 mV接地裕量，1 V電源需要2.5 V裕量。每個ADA4940-1輸出還需要100 mV的地橋裕量和裕量，以及5 V電源供電。?

當(dāng)用作ADC驅(qū)動器時，ADA4940-1允許用戶進行必要的信號調(diào)理，包括電平轉(zhuǎn)換以及衰減或放大信號，以獲得更大的動態(tài)范圍，使用四個電阻，因此無需額外的驅(qū)動器級。反饋電阻（R2 = R4）與增益電阻（R1 = R3）的比值設(shè)定增益，其中R1 = R2 = R3 = R4 = 1 kΩ。

對于平衡差分輸入信號，有效輸入阻抗為2×增益電阻（R1或R3）= 2 kΩ，對于非平衡（單端）輸入信號，有效阻抗約為1.33 kΩ，使用公式

如果需要，可以使用與輸入并聯(lián)的端接電阻。

ADA4940-1內(nèi)部共模反饋環(huán)路強制共模輸出電壓等于施加至V的電壓OCM輸入并提供出色的輸出平衡。差分輸出電壓取決于 VOCM當(dāng)兩個反饋因子β1和β2不相等時，輸出幅度或相位的任何不平衡都會在輸出中產(chǎn)生不需要的共模分量，并在差分輸出中產(chǎn)生冗余噪聲和失調(diào)。因此，在這種情況下，輸入源阻抗和R1（R3）的組合必須為1 kΩ（即β1 = β2），以避免每個輸出信號的共模電壓不匹配，并防止來自ADA4940-1的共模噪聲增加。

噪聲分析

當(dāng)信號穿過印刷電路板（PCB）和長電纜的走線時，系統(tǒng)噪聲會積聚在信號中，差分輸入ADC抑制任何表現(xiàn)為共模電壓的信號噪聲。差分信號增加了ADC的動態(tài)范圍，并提供更好的諧波失真性能。

這款18位、1 MSPS數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的預(yù)期信噪比（SNR）理論上可以通過取每個噪聲源（ADA4940-1、ADR435和AD7982）的和方根（RSS）來計算。

ADA4940-1在3 kHz時提供典型值為9.100 nV/√Hz的低噪聲性能，如圖3所示。

圖3.ADA4940-1輸入電壓噪聲頻譜密度與頻率的關(guān)系

計算差分放大器的噪聲增益對于找到其等效輸出噪聲貢獻非常重要。

差分放大器的噪聲增益為：

是兩個反饋因素。

應(yīng)考慮以下差分放大器噪聲源：

由于ADA4940-1的輸入電壓噪聲為3.9 nV/√Hz，因此其差分輸出噪聲為7.8 nV/√Hz。

ADA4940-1共模輸入電壓噪聲（eOCM） 是 數(shù)據(jù)手冊中的83 nV/√Hz，因此其輸出噪聲為– eOCM× （β1 – β2） × NG= 0。

R1、R2、R3和R4電阻的噪聲可以根據(jù)給定帶寬下的約翰遜-奈奎斯特噪聲方程計算。eRn（雷恩）= √(4KBTR)，其中 kB是玻爾茲曼常數(shù) （1.38065 × 10 – 23 J/K），T 是以開爾文為單位的電阻絕對溫度，R 是以歐姆 （Ω） 為單位的電阻值。來自反饋電阻的噪聲為eR2= eR4= 4.07 nV/√Hz。

來自 R1 的噪音將是eR1× （1 – β1） × NG = 4.07 nV/√Hz 和 R3 為eR3× （1 – β2） × NG = 4.07 nV/√Hz。

數(shù)據(jù)手冊中的ADA4940-1電流噪聲為0.81 pA/√Hz。

反相輸入電壓噪聲：
iIN– × R1||R2 × NG = 0.81 nV/√Hz

同相輸入電壓噪聲：
iIN+ × R3||R4 × NG = 0.81 nV/√Hz

因此，ADA4940的等效輸出噪聲貢獻為：

ADC輸入端（RC濾波器后）的總積分噪聲為

AD7982的均方根噪聲可通過其98 V基準(zhǔn)電壓源的典型信噪比（SNR）5 dB計算得出。

使用這些數(shù)字，ADC驅(qū)動器和ADC的總噪聲貢獻為

請注意，在這種情況下，ADR435基準(zhǔn)電壓源的噪聲貢獻被忽略，因為它可以忽略不計。

因此，數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的理論信噪比可以估算如下。

AD7982在96 kHz輸入信號下實現(xiàn)典型值為67.111 dB的SNR和–03.1 dB的THD，如圖4所示。在這種情況下，測得的SNR為96.67 dB，非常接近上述96.95 dB的理論估計SNR。數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的98 dB目標(biāo)SNR的實際損耗歸因于ADA4940差分放大器電路的等效輸出噪聲貢獻。AD7982的典型INL和DNL性能如圖5所示。

圖4.FFT 圖，f在= 1 kHz， FS= 1 MSPS（ADA4940-1配置為全差分驅(qū)動器）。

圖5.采樣頻率為 1 MSPS 的 INL 和 DNL 圖（最小/最大 INL = +1.6/–1.1 LSB 和 DNL = ±0.5 LSB）。

單端轉(zhuǎn)差分18位數(shù)據(jù)采集信號鏈

在許多應(yīng)用中，單端轉(zhuǎn)差分配置最常用于差分ADC，因為來自許多傳感器的輸出信號通常是單端的，在某些情況下，傳感器之后的級是儀表或JFET放大器。在這種情況下，這些信號需要使用額外的電路進行單端至差分轉(zhuǎn)換，以便將信號饋送到下游的差分輸入ADC，并利用ADC的滿量程范圍。單端至差分轉(zhuǎn)換可以使用分立放大器解決方案以多種方式實現(xiàn)，每種方法都有自己的優(yōu)點和缺點。但是，這是以額外的電路板空間和增加成本為代價的。所提出的低功耗解決方案采用全差分ADC驅(qū)動器，可在單端至差分轉(zhuǎn)換配置中提供最佳性能，ADC驅(qū)動器的集成輸出共模控制也減輕了信號電平轉(zhuǎn)換的痛苦，無需額外的信號調(diào)理級。同一電路還可以接受來自信號源的±4.8 V單端輸入信號，以產(chǎn)生9.6 V p-p的全差分輸出信號，并驅(qū)動ADC輸入，以最大限度地提高動態(tài)范圍性能，如圖6所示。AD7982在95 kHz輸入信號下實現(xiàn)典型值為89.110 dB的SNR和–14.1 dB的THD，如圖7所示。

圖6.低功耗、單端至差分、18位、1 MSPS數(shù)據(jù)采集信號鏈（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）。

圖7.FFT 圖，f在= 1 kHz， FS= 1 MSPS（ADA4940-1配置為單端至差分驅(qū)動器）。

功耗

許多數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)需要低功耗和更小的電路板尺寸，以滿足空間受限的應(yīng)用。AD7982采用單V電源供電DD電源電壓為2.5 V，采用6 V基準(zhǔn)電壓源和1 V V電源時在1 MSPS時的功耗僅為5.3 mW 左右IO供應(yīng)。如圖8所示，其功耗也與吞吐速率成線性關(guān)系，使ADC非常適合高采樣速率和低采樣速率，甚至低至幾Hz。此功能可為電池供電的便攜式儀器提供極低的功耗。ADC的基準(zhǔn)電壓可以獨立于電源電壓（VDD），這決定了ADC的輸入滿量程范圍。在這種情況下，AD5的7982 V基準(zhǔn)電壓從外部施加在精密帶隙基準(zhǔn)電壓源ADR435的REF引腳上，該基準(zhǔn)電壓源采用7.5 V板載電源供電，典型功耗為4.65 mW。

圖8.AD7982功耗與吞吐量的關(guān)系

ADA4940-1采用5 V單電源供電，典型功耗為6.25 mW。其輸出擺幅為0.1 V至9 V，共模電壓為2.5 V，并可容納ADC的滿量程輸入。其軌到軌輸出可驅(qū)動至每個電源軌的0.1 V以內(nèi)，音頻范圍內(nèi)的交流性能下降最小。

所提出的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)（包括ADC驅(qū)動器、ADC和基準(zhǔn)電壓源）的總功耗典型值約為17 mW。

評估設(shè)置

使用音頻精度SYS-2702信號源、ADA49xx-1 EVAL-BRDZ、EVAL-AD7982SDZ PulSAR AD7982評估板和EVAL-SDP-CB1Z系統(tǒng)演示平臺連接的簡化測試設(shè)置如圖9所示。配備USB端口的Windows 7PC用于運行AD7982 PulSAR評估軟件進行上述所有測試。

圖9.評估設(shè)置功能框圖。

在為給定應(yīng)用選擇用于驅(qū)動SAR ADC的ADC驅(qū)動器時，仔細檢查噪聲、帶寬、建立時間、輸入和輸出裕量/裕量以及功率要求非常重要。本文針對單端和全差分輸入信號配置提出的18位數(shù)據(jù)采集信號鏈實現(xiàn)了優(yōu)化的性能，總功耗僅為17 mW左右，并通過消除額外的模擬信號調(diào)理級來節(jié)省電路板空間以提高通道密度。采用ADA4940-1的替代低功耗精密信號鏈非常適合驅(qū)動16位、1 MSPS/500 kSPS差分PulSAR ADC AD7915/AD7916，它們是AD7982的直接替代產(chǎn)品，可為空間受限的應(yīng)用實現(xiàn)優(yōu)化性能。

審核編輯：郭婷