使用運算放大器進行設計以實現(xiàn)低噪聲

物理現(xiàn)實使我們中的任何人都無法獲得具有完美精度、零噪聲和無限開環(huán)增益、壓擺率和增益帶寬積的理想運算放大器。但我們預計連續(xù)幾代的放大器會比前幾代更好。那么，我們應該如何使用低 1/f 噪聲運算放大器呢?

早在 1985 年，凌力爾特公司的 George Erdi 就設計了 LT1028。30 多年來，它一直是可用的低頻電壓噪聲最低的運算放大器，在 1kHz 時輸入電壓噪聲密度為 0.85nV/√Hz， 在 0.1 至 10Hz時輸入電壓噪聲為 35nV P-P 。直到今年，新的放大器 LT6018 才以 30 nV P-P的 0.1 至 10Hz 輸入電壓噪聲 和 1Hz 1/f 轉(zhuǎn)角頻率挑戰(zhàn) LT1028 的地位，盡管它的寬帶噪聲為 1.2 nV/√Hz。因此，LT6018 是低頻應用的低噪聲選擇，而 LT1028 則為許多寬帶應用提供了更好的性能，如圖1 所示。

圖 1：LT1028 和 LT6018 的集成電壓噪聲。

嘈雜的聲音使人煩惱

但是，設計低噪聲電路不僅僅是為給定頻帶選擇最低電壓噪聲密度 (en) 放大器。如圖2所示，其他噪聲源開始發(fā)揮作用，非相干源組合為平方根。

圖 2：運算放大器電路噪聲源。

首先，將電阻器視為噪聲源。電阻器固有的噪聲與電阻值的平方根成正比。在 300K 的溫度下，任何電阻器的電壓噪聲密度為 e n = 0.13 √R nV/√Hz。該噪聲也可以視為諾頓等效電流噪聲：i n = e n /R = 0.13/√R nA/√Hz。因此，電阻器的噪聲功率為 17 zeptowatts。好的運算放大器將具有比這更低的噪聲功率。例如，LT6018 噪聲功率(在 1 KHz 下測量)僅為 1 zeptowatt。

在圖 2的運算放大器電路中，源電阻、增益電阻和反饋電阻(R S、R 1和 R 2，分別)都對電路噪聲有貢獻。在計算噪聲時，電壓噪聲密度中使用的“每根赫茲”可能會令人困惑。但是噪聲功率是加在一起的，而不是噪聲電壓。因此，要計算電阻器或運算放大器的集成電壓噪聲，請將電壓噪聲密度乘以頻帶中赫茲數(shù)的平方根。例如，100-Ω 電阻器在 1-MHz 帶寬 (0.13 nV/√Ω * √100 Ω * √1,000,000 Hz) 上具有 1.3-μV RMS 噪聲。對于具有一階而不是磚墻濾波器的電路，帶寬將乘以 1.57 以捕獲更高帶寬裙邊中的噪聲。要將噪聲表示為峰峰值而不是 RMS，請乘以 6 倍(而不是 2.8，就像正弦曲線那樣)。有了這些考慮，聚丙烯。

此外，運算放大器具有與流入或流出每個輸入 i n- 和 i n+的電流相關的輸入電流噪聲。這些乘以它們工作的電阻，在 i n- 的情況下 R 1與R 2 并聯(lián)，在 i n+的情況下 與 R S并聯(lián)，通過歐姆定律的魔力產(chǎn)生電壓噪聲。查看放大器內(nèi)部(圖 3)，該電流噪聲由多個來源組成。

圖 3：運算放大器差分對中的相干和非相干噪聲源。

考慮到寬帶噪聲，兩個輸入晶體管中的每一個都具有與其基極相關的散粒噪聲，i ni- 和 i ni+是不相干的。來自輸入對尾部電流源的噪聲 i nt還會在兩個輸入之間產(chǎn)生相干噪聲分離(每個輸入對中的 i nt /2β)。如果兩個輸入端的電阻相等，則每個輸入端的相干電壓噪聲也相等，并根據(jù)放大器的共模抑制能力抵消，主要留下非相干噪聲(圖 3)。這在數(shù)據(jù)表中被列為平衡電流噪聲。如果在兩個輸入端看到的電阻嚴重失配，則相干和非相干噪聲分量仍然存在，并且電壓噪聲以平方根的形式增加。這在一些數(shù)據(jù)表中被列為不平衡噪聲電流。

LT1028 和 LT6018 的電壓噪聲均低于 100Ω 電阻器(在室溫下為 1.3nV/√Hz)，因此在源電阻較高時，運算放大器的電壓噪聲通常不會成為電路中的噪聲。在源電阻低得多的情況下，放大器的電壓噪聲將開始占主導地位。對于非常高的源電阻，放大器的電流噪聲占主導地位，在中間，電阻器的約翰遜噪聲占主導地位(對于設計良好且噪聲功率不高的運算放大器)。平衡放大器電流噪聲和電壓噪聲以使兩者都不占優(yōu)勢的電阻等于放大器的電壓噪聲除以其電流噪聲。由于電壓和電流噪聲隨頻率而變化，因此中點電阻也是如此。對于非平衡源，在 10 Hz 時，LT6018 的中點約為 86 Ω;在 10 kHz 時，它約為 320 Ω。

最小化電路噪聲

那么設計工程師應該怎么做才能將噪音降到最低呢?對于處理電壓信號，將等效電阻降低到放大器的中點電阻以下是一個不錯的起點。對于許多應用，源電阻由前級(通常是傳感器)固定?？梢赃x擇較小的增益和反饋電阻。然而，由于反饋電阻器構成運算放大器負載的一部分，因此由于放大器的輸出驅(qū)動能力以及可接受的熱量和功耗量而存在限制。除了輸入看到的電阻外，還應考慮頻率。總噪聲由在整個頻率上積分的噪聲密度組成。過濾頻率高于(也可能低于)信號帶寬的噪聲很重要。

在放大器輸入為電流的跨阻應用中，需要不同的策略。在這種情況下，反饋電阻的約翰遜噪聲作為其電阻值的平方根因子增加，但同時，信號增益的增加與電阻值呈線性關系。因此，在運算放大器的電壓能力或電流噪聲允許的最大電阻下，可實現(xiàn)最佳 SNR。有關一個有趣的示例，請參閱LTC6090 數(shù)據(jù)表第 26 頁的背面應用程序。

噪音和其他令人頭疼的問題

噪聲只是錯誤的一種來源，應在其他錯誤來源的背景下加以考慮。輸入失調(diào)電壓(運算放大器輸入端的電壓失配)可以被認為是直流噪聲。通過進行一次性系統(tǒng)校準可以顯著降低其影響，但由于機械應力的變化，這種失調(diào)電壓會隨著溫度和時間的變化而變化。它還隨輸入電平 (CMRR) 和電源 (PSRR) 而變化。消除由這些變量引起的漂移的實時系統(tǒng)校準很快變得昂貴且不切實際。對于溫度波動很大的惡劣環(huán)境應用，失調(diào)電壓和漂移引起的測量不確定性可能會超過噪聲。例如，僅由于溫度漂移，具有 5μV/°C 溫度漂移的運算放大器會在 –40°C 至 85°C 范圍內(nèi)經(jīng)歷 625μV 的輸入?yún)⒖计?。與此相比，幾百納伏的噪聲微不足道。

有許多可用的運算放大器具有出色的漂移性能。一個示例是 LT6018，其在 –40°C 至 85°C 的溫度范圍內(nèi)具有 0.5 μV/°C 的漂移性能和 80 μV 的最大失調(diào)規(guī)格。為了獲得更好的性能，最近發(fā)布的 LTC2057 自動調(diào)零放大器在 –40°C 至 125°C 的溫度范圍內(nèi)具有小于 7 μV 的最大失調(diào)電壓。其寬帶噪聲為 11 nV/√Hz，直流至 10Hz 噪聲為 200 nV P-P。還值得注意的是，由于其低輸入偏置電流，LT2057 的電流噪聲比 LT6018 低得多。LTC2057 的低輸入偏置電流的另一個好處是，與許多其他零漂移放大器相比，它具有非常低的時鐘饋通。當源阻抗很高時，其中一些其他零漂移放大器會表現(xiàn)出較大的電壓噪聲雜散。

在這種高精度電路中，還必須注意盡量減少熱電偶效應，熱電偶效應會在任何有不同金屬結(jié)的地方發(fā)生。即使是來自不同制造商的兩條銅線的結(jié)點也可以產(chǎn)生 200 nV/°C 的熱 EMF——超過 LTC2057 最壞情況漂移的 13 倍。在這些低漂移電路中，用于匹配或最小化放大器輸入信號路徑中的結(jié)點數(shù)量、使輸入和匹配結(jié)點靠近在一起以及避免熱梯度的布局技術非常重要。

審核編輯：湯梓紅