D類放大器的橋接方法

與傳統(tǒng)的A類、B類或AB類線性放大器相比，D類音頻放大器有許多優(yōu)點。線性放大器可以在非常低的信號水平下有更高的效率，這取決于它們是如何偏置的，但隨著輸出信號水平的增加，這種優(yōu)勢消失了，D類放大器表現(xiàn)得更好。根據(jù)設計，D類放大器可以有更高的空閑功耗，由于開關損耗在其輸出器件。由于輸出電感的鐵芯損耗和輸出濾波電容的ESR損耗，它們還會在輸出LC濾波器中遭受寄生損耗。但即使有這些限制，在大多數(shù)應用和典型的音樂占空比中，D類放大器在功耗方面的平均效率大約是它的兩倍。從組件計數(shù)的角度來看，它們不那么復雜;需要更少的散熱和更小的電源。他們也包裝更緊湊，可以更少的成本，因為有可能削減一半的系統(tǒng)的熱容量。

本文將著重講解，涵蓋在橋接模式下使用Class D解決方案。

Class D類解決方案的標準配置是半橋接輸出級。橋式或全橋操作利用兩個標準的半橋式通道形成一個浮動橋式系載輸出。在橋接模式下工作時，負載一端連接到半橋式同相輸出端，另一端連接到非電相半橋放大器。以這種方式，傳入信號調制到負載一端的正軌和另一端的負軌與所述信號源的極性交替。在許多應用中，使用D類全橋配置是有利的。完全橋接操作允許充分利用可用的總電源電壓。對于相同的總電源電壓，橋接負載或BTL連接產(chǎn)生兩倍的電壓擺幅到負載。它還提供了更好的電源噪聲抑制或PSRR，電源抑制比。最后，它更容易地允許終端用戶將放大器連接到單極電源，而不需要輸出直流阻塞電容，并可能為設計者節(jié)省成本和雙極電源的復雜性，這是半橋操作所需要的。在許多設計中，當電源電壓受到限制時，使用BTL放大器可以最大限度地提高提供給負載的可用功率。

在高壓直接驅動系統(tǒng)或超高功率設計的電壓譜的另一端，具有兩倍的輸出電壓擺幅就可以避免對高壓MOSFET、柵極驅動器和或升壓匹配變壓器的需要。這可能是一個相當可觀的音頻性能和效率優(yōu)勢，因為音頻開關器件的質量隨擊穿電壓下降。另外，非常高的電壓開關放大器可能需要輸出電感，需要相應的高電壓秒產(chǎn)品和低滯后損耗。

所有這些都說明了，這種電路拓撲有一些缺點，因為需要兩倍的半導體元件，這增加了這種方法的成本和復雜性。其他缺點包括整個輸出功率范圍內的效率略有損失，因為開關損耗和導通損耗都增加了一倍。這種拓撲結構還需要兩個輸出電感，這帶來了額外的成本和PCB占用空間的代價。在本文中，我們將詳細討論D類音頻放大器半橋和全橋操作的相對優(yōu)勢和劣勢。

全橋操作的最大優(yōu)點之一是可以充分利用電源電壓。輸出電壓擺幅大約是半橋模式的兩倍。如果你對相同的負載阻抗做簡單的數(shù)學運算，你會得到四倍的功率，因為它與輸出電壓的平方成比例。我們將這種操作模式稱為BTL或橋系負載，以避免混淆本文檔的其余部分。BTL運行的另一個好處是大大提高了電源截留率。這意味著噪音和電壓紋波存在在電力軌道被拒絕在一個更高的速率。許多BTL放大器在負反饋應用到整個電路之前，PSRR的開環(huán)接近60db。隨著負反饋環(huán)路的關閉，將有附加的改進，這取決于在設計中存在的環(huán)路增益。例如，在1 KHz加上額外的40 dB環(huán)路增益，PSRR將在100 dB左右。

半橋拓撲中常見的另一種現(xiàn)象稱為“總線泵送”。當負載和LC輸出濾波器的輸出能量返回到放大器電源軌道時，與無信號相比，母線泵浦發(fā)生。事實上，在幾乎沒有存儲電容或非常低的頻率負載能量被返回到電源的情況下，電壓可能在正極和負極上都增加超過10伏特。這種影響可以通過在軌道上使用非常大的濾波電容來最小化，但它不會消除這種影響，特別是在較低的音頻頻率。BTL模式消除了這個問題，因為輸出級的一半是源電流，另一半是下沉電流，所以這種情況有效地得到了取消。

BTL操作的另一個優(yōu)點是它能夠在單極電源上操作。這消除了高壓母線上一半的大型儲能電容，這可以在成本、空間和電路復雜性方面節(jié)省大量資金。另一個優(yōu)點是兩個有源輸出之間的輸出直流偏置接近于零。當使用這種電源配置操作半橋拓撲時，無需添加一個大的輸出耦合電容來阻止任何直流流經(jīng)負載。

BTL拓撲的一個很大的缺點是它的實現(xiàn)需要兩倍數(shù)量的活動組件。這意味著至少兩次門驅動和輸出設備的數(shù)量必須使用，當然這就增加了成本，空間，和電路的復雜性，因此我們有可能在供電部分節(jié)省的設計成本會增加在輸出級和輸出LC濾波器組件這里，正所謂“有借有還”。

取決于放大器的功率級別，這可能意味著增加整個系統(tǒng)的成本。另一個缺點是BTL解決方案的效率略有降低，因為有源輸出元件的數(shù)量增加一倍，開關損耗和導通損耗就會增加一倍。無源輸出濾波器通常在BTL情況下使用兩個電感，因此鐵芯損耗和I2R銅損耗也將增加一倍。然而，對于與半橋拓撲設計相同的輸出功率水平，每個電感之間的電壓擺幅是一半，因此每個電感的鐵芯損耗可能不到一半。

當我們將D類放大器從傳統(tǒng)的半橋轉換為BTL操作時，需要注意一些設計上的考慮。因為輸出級的負載，是可以通過兩端以兩倍的電壓擺動進行驅動，對應每個放大器的反射負載阻抗，都只有其原來一半大小。為了在相同的電源總線電壓下恢復到原來的半橋工作功率水平，負載阻抗必須增加四倍。在負載阻抗不變的情況下，電源電壓需要減半以保持相同的功率輸出額定值。最后，需要相應地調整無源輸出濾波器的值，以保持相同的負載輸出頻率響應。最后，基于輸出再空閑時的相位，有兩種不同的BTL操作模式，類AD（Class AD）或類BD（Class BD）。簡而言之，AD在空閑時，輸出PWM異向波形，而BD的輸出結果正相反。這兩種不同的調制方未來有機會討論。在下一節(jié)中，我們將從半橋合成開始討論LC輸出濾波器和BTL設計中的任何特殊考慮。為了完整性，包含了類AD和BD。

用于單端設計的標準二階低通濾波器：

圖1使用標準值Q=0.707 RL= 4歐姆Fc = 40 KHz的單端LC輸出濾波器

EQ1代表半橋D類單端二階低通濾波器的傳遞函數(shù)：

H（s） = Vo / Vi = （1/sL） / （1/sL + sC + （1/R）： （EQ1）， C = Q / w0RL ， L = RL / Qw0 and Q = RL（C/L）1/2

其中w0 =濾波器的截止頻率，以弧度/秒為單位= 1/ （LC）1/2

我們定義W為（w0）2;將W和Q代入傳遞函數(shù)得到EQ2：

H（s） = W / （s2 + s （ω0 / Q） + （ω0）2 ） = （1/LC） / （s2 + s / （RLC） + （1/LC））： （EQ2）

在截止頻率，ω = ω0， （ω0 = 2πFC， FC =濾波器截止頻率赫茲），輸出濾波器將在Q = 0.707處被嚴重阻尼，然后被認為是“最大平滑”。

當Q值為》 0.707時，輸出濾波器將出現(xiàn)峰值，不同Q值下輸出濾波器的典型頻率響應見下圖。

圖2 頻率響應VSLC輸出濾波器的Q值

由于典型的IR D類放大器設計沒有在反饋回路中包含輸出LC濾波器，因此隨著負載阻抗的變化，電路的整體頻率響應將發(fā)生顯著變化。輸出濾波器通常旨高頻率下產(chǎn)生最小峰值，但在某些情況中，20KHz下少量的峰值的1或2 dB是可以接受的，尤其是大多數(shù)人聽不到15 KHz，并且，更高的Q輸出濾波器可能會導致再開關頻率下，更多的輸出電壓紋波衰減。通常，在放大器的平均開關頻率上，做到至少40分貝或更多的衰減是可行的。IR D類電路是自振蕩的，因此它的開關頻率可以在相當寬的范圍內變化。大多數(shù)設計的目標開關頻率為400khz左右，因此為了使用二階濾波器實現(xiàn)40db （100X）的開關紋波衰減，截止頻率應該調低十倍左右，典型的是40khz。理想的輸出濾波器應該是最大限度的平坦，并表現(xiàn)出Butterworth“臨界阻尼”的頻率特性。如果相位線性是重要的，那么可以使用最小相位濾波器，如Bessel濾波器，但它會給高頻響應帶來一個下垂的頻率響應，這取決于濾波器截止頻率的位置。

輸出電感的選擇是關鍵的，它不僅影響放大器的總諧波失真，而且影響放大器的效率。如前所述，輸出濾波器不包含在反饋回路中，因此電感中的任何一種非線性都會直接影響放大器的性能。它的核心損耗對設計的效率也是至關重要的，因為即使在空閑的Class AD設計中，也會有一個占空比為50%的高電壓和高頻率方波穿過它。如果沒有仔細選擇芯材，輸出電感中將會散發(fā)大量的熱量，這將導致濾波元件的工作溫度過高和高空閑功率損耗。在某些情況下，這種選擇是不明智的，這些部分實際上可能會很燙。在許多情況下，最佳的磁芯材料是間隙鐵氧體，因為它具有較低的磁芯損耗和出色的線性度。