作為兩級LED驅(qū)動器前端的反激式變換器,該如何設(shè)計？

　　在許多離線交直流LED電源中，單級PFC反激式變換器仍然是優(yōu)選的拓?fù)漕愋?。這很大程度上是因為其元件數(shù)量少，成本低，并具有約90%的效率和很高的功率因數(shù)，在很寬的交流輸入電壓范圍內(nèi)具有很低的線路電流諧波（iTHD）。雖然工作在230-277V交流輸入范圍的應(yīng)用對漏-源最大額定電壓的要求高達(dá)800V，但只需要一個MOSFET開關(guān)。這種變換器中的另外一個關(guān)鍵元件是控制芯片。

　　許多專用的SMPS控制器適合這種應(yīng)用，它們價格不同，復(fù)雜度也不同，可根據(jù)要用到的調(diào)節(jié)類型提供不同的功能選項。為了實現(xiàn)不需要次級端反饋電路和光隔離器的變換器，初級端調(diào)節(jié)（PSR）是優(yōu)選的技術(shù)。它可以是初級電流調(diào)節(jié)，也可以是初級電壓調(diào)節(jié)，在不同情況下可以采用不同的控制方法。

　　隨著電流負(fù)載的增加，單級恒流調(diào)節(jié)PFC反激變換器需要使用大電容，因為輸出電流中存在過多低頻紋波。在這種情況下，經(jīng)常選用兩級設(shè)計方法，即由具有恒壓調(diào)節(jié)功能的PFC反激式變換器做為前端，用于克服紋波問題的恒流調(diào)節(jié)降壓級電路做為后端。

　　在這種兩級解決方案中，前端PFC反激電路需要通過電壓調(diào)節(jié)為后端提供一個中間總線電壓，反激電路使用變壓器（更準(zhǔn)確地說是耦合電感）的輔助繞組提供用于調(diào)節(jié)輸出的電壓反饋。使用這種間接感應(yīng)方法可以在很寬的線路負(fù)載范圍內(nèi)達(dá)到±5%的精度，并且不需要任何光隔離器，因此對許多應(yīng)用來說這種方法很有吸引力。

　　恒壓PFC反激式變換器

　　與前向和LLC諧振變換器等SMPS拓?fù)湎啾?，反激設(shè)計采用的元件數(shù)量較少，設(shè)計復(fù)雜度相對比較簡單。其它拓?fù)湟惨髢杉壏椒ǎ话阋髲挠性辞岸松龎汗β室驍?shù)校正級提供穩(wěn)定的直流總線電壓，這就解釋了為什么這些拓?fù)渲辉诟叨撕透吖β实燃壍膱龊鲜褂?。作為升壓變換器的一種衍生產(chǎn)品，反激變換器實際上是進(jìn)行間接能量傳遞，即在初級MOSFET導(dǎo)通期間將能量存儲在電感中，當(dāng)MOSFET開關(guān)關(guān)斷時再釋放出來。其基本概念如圖1所示，完整的原理圖如圖2所示。在功率因數(shù)校正方面，交流線路輸入被饋送到一個橋式整流器，用于為轉(zhuǎn)換產(chǎn)生非平滑的直流總線電壓。

　　圖1：包含主要元件的反激式變換器架構(gòu)的基本概念圖

　　圖2：元件數(shù)最少的單級穩(wěn)壓反激式交直流變換器設(shè)計的完整原理圖

　　在這個例子中，IRS2982S控制器芯片工作在臨界導(dǎo)通模式（CrCM）。它使用變壓器輔助繞組向芯片提供所需的退磁信號，進(jìn)而觸發(fā)隨后的開關(guān)周期。這種特殊的控制器具有最小關(guān)斷時間限制，因此在輕負(fù)載條件下，它會轉(zhuǎn)變?yōu)榉沁B續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）。這樣可以限制其最大開關(guān)頻率，防止MOSFET、變壓器和緩沖器出現(xiàn)過熱。

　　當(dāng)柵極驅(qū)動脈寬小于MOSFET高效開關(guān)所需的最小限值時，將自動進(jìn)入突發(fā)模式工作。

　　內(nèi)部精密基準(zhǔn)和跨導(dǎo)型誤差放大器（OTA）用于關(guān)閉電壓調(diào)節(jié)環(huán)路，使得補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)連接到電路地，從而提供固有的軟啟動功能。

　　另外，這種控制器芯片采用了一個全集成高壓啟動電池，可以直接從整流后的交流線路向芯片供電，因此系統(tǒng)可以在任何交流輸入電壓條件下快速啟動，并允許LED在不超過半秒的時間內(nèi)點亮。

　　耦合電感實現(xiàn)

　　常被稱為變壓器的耦合電感的設(shè)計是影響變換器效率的一個關(guān)鍵因素。真正的變壓器會直接傳遞能量，電流將同時流經(jīng)初級和次級。而在耦合電感中，電流在某個時刻只流經(jīng)一個繞組，繞組的匝比決定了從次級反映到初級的電壓。

　　為了優(yōu)化效率，初級泄漏電感應(yīng)盡可能低，最好是小于初級總電感量的3%。初級繞組的前一半采用的是“三明治結(jié)構(gòu)的初級繞組”技術(shù)，在完成后一半初級繞組之前先繞制次級和輔助繞組，這樣可以盡最大可能減小漏磁。高泄漏電感會在MOSFET漏極產(chǎn)生振鈴振蕩并引起高峰值電壓，這是由于存儲的泄漏能量在初級釋放而不是傳遞到輸出級造成的，進(jìn)而降低了變換器效率。這將給功率MOSFET和緩沖器網(wǎng)絡(luò)帶來一定的壓力。

　　反激式變換器設(shè)計過程

　　就本例中的變換器而言，耦合電感設(shè)計和其它元件值可以根據(jù)以下規(guī)范進(jìn)行計算：

　　
表1：反激式變換器的參數(shù)

　　設(shè)計公式

　　設(shè)計公式

　　匝比等于：

　　輔助繞組到初級繞組的匝比等于：

　　輔助繞組到次級繞組的匝比等于：

　　輸出電容值可以根據(jù)允許的峰峰低頻電壓紋波進(jìn)行計算：

　　值得注意的是，即使?jié)M足了泄漏電感目標(biāo)要求，在開關(guān)關(guān)斷時仍不可避免地會出現(xiàn)一定程度的漏極電壓振鈴，并可能超過額定的MOSFET擊穿電壓。在每個開關(guān)周期內(nèi)重復(fù)發(fā)生的雪崩能量會縮短MOSFET壽命。為了避免這個問題，通常需要采用鉗位網(wǎng)絡(luò)或緩沖器。最常見的低成本解決方案是電阻-電容-二極管（RCD）鉗位電路，其中的電容形成穩(wěn)定的直流源，電阻用于耗散泄漏能量。

　　首先，緩沖器電阻值可以根據(jù)泄漏電感、峰值電流和理想的緩沖器電壓進(jìn)行計算：

　　電阻上的功耗等于：

　　然后根據(jù)下面的公式計算電容值：

　　這個電容值是根據(jù)緩沖器電容上的電壓紋波數(shù)量進(jìn)行計算的。

　　圖3：利用一個專門用于測試與驗證的電子負(fù)載對裝配好的變換器進(jìn)行測試。

　　測試結(jié)果

　　圖4-7顯示了詳細(xì)的測試結(jié)果并對設(shè)計性能進(jìn)行了總結(jié)。總之，這是一種經(jīng)過驗證的、可行的前端PFC反激式變換器設(shè)計方法，可以滿足使用兩級驅(qū)動的中高電流負(fù)載LED的成本要求。 ?

　　圖4：直流總線和電流感測波形。

　　圖5：140VAC線路峰值時的MOSFET漏極電壓。

　　圖6：柵極驅(qū)動（黃色），漏極電壓（綠色），電流感測（CS）引腳（藍(lán)色斜坡），ZX引腳波形（紅色）。

　　
圖7：開路COMP（綠色）和ZX（紫色）波形。