不損失SNR前提下 高壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成低壓ADC輸入

　　模/數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）電路設(shè)計(jì)中，特別是當(dāng)系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員需要處理各種擺幅的電壓信號(hào)時(shí)，很容易產(chǎn)生的一個(gè)誤區(qū)是縮小輸入信號(hào)范圍，以適應(yīng)ADC的滿量程范圍，這將大大降低信噪比（SNR）。綜合來(lái)看，相對(duì)于高壓ADC，低壓（5V或者更低）ADC的選擇范圍更寬。高電源電壓通常會(huì)導(dǎo)致大的功耗，電路板設(shè)計(jì)也更加復(fù)雜，例如，需要使用更多的去耦電容。這篇應(yīng)用筆記討論了由于信號(hào)縮小所引起的SNR損失，如何量化這些損失，以及如何減小這些損失。

　　很多傳感器或系統(tǒng)輸出為高壓或雙極性消耗，比如，常見(jiàn)的±10V。當(dāng)然，可以通過(guò)一些簡(jiǎn)單的方法將這些信號(hào)送入ADC，進(jìn)而利用高壓ADC處理這些寬范圍輸入信號(hào)，不會(huì)造成SNR損失。這些方案通常需要額外的高壓電源，以滿足輸入量程及較大功率的需求（圖1所示）。這些高壓ADC同時(shí)也限制了信號(hào)調(diào)理（運(yùn)放）方案的使用。如果信號(hào)需要復(fù)用高壓和低壓輸入，實(shí)際電路的成本將更高（圖2）。

　　圖1. MX574A高壓ADC能夠支持較大的輸入信號(hào)量程，但也消耗較高功率。
為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)方案，必須采用±15V雙電源和+5V單電源供電。

　　圖2. 多路復(fù)用、雙極性高壓輸入ADC系統(tǒng)。

　　也可以使用一個(gè)輸入運(yùn)放，將信號(hào)縮小到低壓ADC的滿量程范圍。該信號(hào)調(diào)理電路可以連接到一個(gè)單獨(dú)的模擬開關(guān)輸入口（如圖3），將所有信號(hào)都限制在ADC輸入范圍以內(nèi)。

　　圖3. 采用單片MAX11100低壓ADC和復(fù)用器處理高壓輸入。

　　采用運(yùn)放縮小信號(hào)電壓范圍時(shí)，可以將運(yùn)放噪聲等效為運(yùn)放的輸入噪聲。這里主要有兩個(gè)噪聲源：運(yùn)放參考輸入噪聲和壓縮信號(hào)產(chǎn)生的ADC輸入?yún)⒖荚肼?。這兩個(gè)噪聲源組合成一個(gè)二次方程。此外，放大器噪聲經(jīng)過(guò)ADC輸入帶寬以及運(yùn)放和ADC輸入之間的抗混疊濾波器濾波，如圖4所示。

　　圖4. 比例運(yùn)放引入噪聲，但該噪聲經(jīng)過(guò)RC濾波和ADC輸入網(wǎng)絡(luò)濾波。

　　系統(tǒng)SNR （運(yùn)放輸入前端）公式為：

　　其中：

　　nADC = ADC的輸入RMS噪聲

　　nOPA = 運(yùn)放的輸入噪聲

　　f-3dB = 單極點(diǎn)-3dB頻率

　　對(duì)于給定的ADC滿量程范圍、ADC輸入?yún)⒖荚肼暋⑦\(yùn)放增益，有兩個(gè)參數(shù)會(huì)影響到最終的信噪比損失：濾波器截止頻率和放大器輸入?yún)⒖荚肼暋?/p>

　　如果信號(hào)源具有低頻成分，可通過(guò)設(shè)計(jì)濾波器使其具有更高的輸入噪聲容限（在保證低功耗、低成本需求的同時(shí)，會(huì)犧牲一定的噪聲性能）。如果ADC限制了系統(tǒng)帶寬，則需要運(yùn)放具有足夠低的輸入噪聲，以達(dá)到SNR的要求。

　　舉一個(gè)例子，輸入信號(hào)為±10V，而ADC滿量程輸入為5VP-P，ADC SNR為92dB。此時(shí)，放大器衰減系數(shù)是4倍（將輸入調(diào)整到滿量程）。數(shù)據(jù)手冊(cè)提供的ADC輸入噪聲是44.4nVRMS。假設(shè)濾波器截止頻率為10kHz，如果采用輸入噪聲為10nV/√Hz的運(yùn)放，則損失信噪比為：

　　SNR（loss） = 0.035dB

　　如果沒(méi)有使用濾波器，ADC帶寬為10MHz，為了將SNR控制在同等水平，則要求輸入噪聲為0.3nV/√Hz，設(shè)計(jì)中很難達(dá)到這樣的要求。

　　對(duì)于同樣10MHz帶寬的ADC，如果我們?cè)试SSNR（loss） = 0.5dB，則要求運(yùn)放噪聲指標(biāo)為4nV/√Hz，這一點(diǎn)很容易做到。