一種多道脈沖幅度分析器的實現(xiàn)方案 - 全文

　　引言

　　多道脈沖幅度分析器不僅能自動獲取能譜數(shù)據(jù)，而且一次測量就能得到整個能譜，因此可大大減少數(shù)據(jù)采集時間，與此同時，其測量精度也顯著提高。自從20世紀50年代以來，多道脈沖幅度分析器發(fā)展迅速，現(xiàn)在已成為獲取核能譜數(shù)據(jù)的通用儀器。

　　多道分析任務是將被測量的脈沖幅度范圍平均分成2n個幅度間隔，然后測量幅度在每一個幅度間隔內(nèi)的輸入脈沖個數(shù)，最后得到輸入信號的脈沖幅度分布曲線。其測量采用的是計算機技術中的A/D模數(shù)變換及數(shù)據(jù)存儲技術。

　　在計算機的存儲器中開辟一個數(shù)據(jù)緩沖區(qū)，數(shù)據(jù)緩沖區(qū)內(nèi)有2n個計數(shù)器，每一個脈沖幅度間隔在數(shù)據(jù)緩沖區(qū)內(nèi)部有一個對應的計數(shù)器。多道脈沖幅度分析時，可在微處理器的控制下，將被分析的脈沖信號首先送往模數(shù)變換器，經(jīng)A/D變換形成一個代表脈沖幅度的數(shù)字量(道址)。然后用微處理器將該數(shù)字量變換成所對應的計數(shù)器地址。并使該地址對應的計數(shù)器內(nèi)容加一(反映該道計數(shù)加一)。這樣，經(jīng)過一段時間的測量，存儲器內(nèi)計數(shù)器緩沖中各計數(shù)器計數(shù)的多少就可反映輸入脈沖的幅度分布。

　　1 多道脈沖幅度分析器結構

　　一臺完整的核地球物理儀器通?？煞譃閮刹糠郑汉溯椛?a target="_blank">探測器和嵌入式系統(tǒng)。而多道脈沖幅度分析器是嵌入式系統(tǒng)的核心部分。多道脈沖幅度分析器一方面采集來自放大器的信號并進行模數(shù)轉換，同時存儲轉換結果;另一方面將存儲的轉換結果進行數(shù)據(jù)分析，并直接顯示譜線，或通過計算機接口送給計算機進行數(shù)據(jù)處理和譜線顯示。

　　本文介紹的多道脈沖幅度分析器的設計結構框圖如圖1所示。脈沖信號在通過甄別電路和控制電路時，甄別電路給出脈沖的過峰信息，并啟動A/D轉換。A/D轉換電路則可對脈沖信號峰值幅度進行模數(shù)轉換，并將轉換結果存儲在片上Flash中，然后由微控制器進行相應的數(shù)據(jù)處理。

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　　2 多道脈沖幅度分析器硬件設計

　　2.1 脈沖線性主放大器

　　多道脈沖幅度分析器由甄別電路、控制電路、采樣保持電路、模數(shù)轉換電路、ARM嵌入式系統(tǒng)組成，其控制核心為嵌入式系統(tǒng)。它的基本功能是按輸入脈沖的幅度分類計數(shù)。多道脈沖幅度分析器將能夠分析的脈沖幅度范圍分成多個幅度間隔，幅度間隔的個數(shù)就是脈沖幅度分析器的道數(shù)，幅度間隔的寬度就是脈沖幅度分析器的道寬。道數(shù)越多，幅度分布分析的越精細，各個道的計數(shù)相應減少，需要測量的時間就要加長，硬件電路也隨之復雜。因此，不應盲目追求道數(shù)。通常要求，在幅度峰的半寬度范圍內(nèi)應有5～10道。對于采用NaI探測器的多道能譜儀，由于它的能量分辨率比較差，往往128道至256道就能滿足測量要求。而對于半導體探測器，則需要1024~8196道。本文使用半導體探測器并采用12位AD轉換器，共有4096道，但采用并道的方式來顯示1024道。

　　主放大器應放在前置放大電路和甄別電路之間，但需要增益調(diào)節(jié)來補償核輻射探測器輸出脈沖幅度的變化。由于探測器輸出的脈沖信號幅度比較小(為幾十毫伏至幾百毫伏)，脈沖寬度比較窄，因此。為了能進行信號幅度分析，實現(xiàn)能譜測量，通常需要用脈沖線性放大器將脈沖信號進行幅度的線性放大與脈沖成形。針對脈沖特點，要求放大器具有以下技術指標特性：

　　首先是放大倍數(shù)應按放大器的輸入脈沖幅度和所要求的輸出幅度來確定。因為前放輸出的電脈沖信號幅度一般可以調(diào)至幾百毫伏左右，而放大器輸出脈沖幅度在1～5V范圍內(nèi)，所以其放大倍數(shù)應在10倍左右，考慮到前置放大器輸出的信號幅度有差異，其放大倍數(shù)應可調(diào)試。

　　其次是放大器的頻帶寬度。由于前放輸出的脈沖寬度會受有關電路影響，一般為幾個μs，因此，要求放大器的頻帶寬度為1～2MHz。

　　第三是放大器的噪聲?？紤]到來自前放的信號幅度比較小，要求選用的放大器的輸入噪聲應盡可能的小。一般地，選用低噪聲的運算放大器組件可以有效減少電路內(nèi)部固有的噪聲。

　　另外，諸如放大器的輸入阻抗、抗計數(shù)過載、放大器的穩(wěn)定性、功耗等，在電路設計和調(diào)試時也應予以考慮。由于α脈沖信號通過整形后大概有1~2個微秒的脈沖寬，γ脈沖信號通過整形后大概有3～5個微秒的脈沖寬，所以，在選用運算放大器時，要考慮到運放的轉換速度。本系統(tǒng)的運算放大器選用CA3140，該器件具有輸入阻抗高、噪聲低、功耗小、溫漂小等特點。

　　2.2 峰值檢測電路

　　峰值檢測電路由甄別電路和控制電路兩部分構成，甄別電路的作用是檢測信號時序，控制電路則根據(jù)甄別電路的時序對模擬開關、ADC轉換進行控制?？刂齐娐繁仨毟鐒e電路的時序嚴格結合在一起，才能完成峰值檢測任務。

　　由于核輻射探測器輸出的脈沖信號幅度和入射粒子的能量成正比，因此，測量這些脈沖的幅度，就可以知道輻射的能量?？梢?，脈沖幅度測量技術在核能譜測量中是一個重要的問題。甄別電路需要解決三個與信號相關的信息：一是超過閾值信號的信息;二是過峰時間信息，即啟動ADC轉換的時間信息;三是ADC完成轉換的時間信息。甄別電路中也存在三個關鍵問題，研究中要予以注意：

　　首先，由于放大器輸出的α和γ射線脈沖寬度比較窄(約1μs到5μs)，而本系統(tǒng)選用的ADC轉換速度為10μs，所以，要對脈沖信號峰值進行峰值展寬。采樣保持電路要求采樣速度快，以使保持時間能達到ADC采樣時間指標。

　　其次，由于脈沖信號的隨機性，為了防止信號來的過密而引起漏計，本系統(tǒng)采用10μs轉換速度的ADC，所以，從理論上分析，如果兩個信號相隔10μs內(nèi)，則會引起漏計。而由于CPU處理速度等問題的存在，實際上，這個時間間隔可能長3～10倍，即在30～100μs之間(根據(jù)CPU處理速度及代碼量而定)，甚至更多，也就是說，實際信號出現(xiàn)這種情況的幾率很少，所以，可以忽略這個問題。

　　另外，還要解決信號過密而引起的幅度信號錯誤紀錄，而高能區(qū)的信號也可能被誤計為低能區(qū)的信號，容易引起低能計數(shù)偏大而高能計數(shù)偏小的問題。

　　圖2所示是甄別電路和控制電路的原理圖。甄別電路的主要功能是完成過峰檢測和去除信號噪聲，可通過設定閉值將信號中能量小于閥值的噪聲去。峰值通過后，提供信息給控制電路;控制電路的主要功能是完成對A/D讀入/轉換狀態(tài)的控制。控制電路可由74HC74觸發(fā)器構成。

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　　甄別和控制電路具體工作過程是，先由嵌入式微處理器控制中心給控制電路發(fā)出信號，以使控制電路處于工作狀態(tài)，當脈沖信號到達多道脈沖幅度分析器后，由甄別電路進行甄別，并在過峰值后，將峰值通過的時間信息提供給控制電路;此后由控制電路啟動模數(shù)轉換，數(shù)模轉換完畢，再由嵌入式微處理器控制中心產(chǎn)生中斷，同時使控制電路停止工作，同時進行相應的數(shù)據(jù)處理;中斷完畢，再由單片機發(fā)信號使控制電路重新處于工作狀態(tài)。

　　采樣開始時，先由ARM通過控制74HC74來啟動A/D，然后，使U2A的RD和U2B的RD及SD端輸出高電平，控制電路處于接收信號狀態(tài)。當信號上升沿的能量低于設定的閉值電壓時，U2A的CLK端為低電壓，此時，U2A的RD和SD端均為高電平，輸出端5腳保持原來的低電平不變。當信號上升沿的能量高于設定的閉壓值時，U2A的CLK端為高電壓，輸出端5腳輸出高電平，啟動U2B。當脈沖沒有達到峰值時，比較器U1B的同相輸入端電壓低于反相輸入端電壓，6端輸出低電壓，當過峰后，6端輸出高電平，R/C輸出低電平以啟動A/D轉換。轉換完畢后，由ARM重新控制A/D進行下一個脈沖信號的采集。甄別電路和控制電路的工作流程如圖3所示。

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　　2.3 模數(shù)轉換電路

　　模數(shù)轉換電路的作用是將模擬量轉換成數(shù)字量，并將轉換結果反饋給微控制器。多道脈沖幅度分析器主要用于快速、高精度地對輸入的核脈沖信號進行采樣，并將脈沖的幅度值轉換成微控制器所能夠處理的數(shù)字量。模數(shù)轉換電路作為多道脈沖幅度分析器的關鍵部件，其性能的好壞直接影響整個系統(tǒng)的能量分辨率和轉換精度等參數(shù)。綜合對多道脈沖幅度分析器的ADC芯片的主要性能(如轉換速度，功耗，轉換精度)等考慮，本系統(tǒng)選用AD公司的AD7994，并在實際工作中采用“并道”的方法，每4道并作l道，則道寬非線性即可降低至原來的1/4。這種方法可降低由于ADC本身造成的非線性誤差。其具體電路設計見圖4所示。